1 kW PA-steg för 144 MHz

SM7EQL

Kortvågs- och UKV-tekniker
HP8640B räcker inte till men jag tänkte mer på principen som sådan att blanda ner till DC och uppåt. Mest för att slippa krånglet med notch filter som ju är begränsade till en specifik testfrekvens +/- 50 Hz eller så. OK för att mäta på en VFO/LO-kedja/sändare som täcker området men knappast för att mäta på en kristalloscillator.

Men med K7HFD VFO skulle man väl kunna blanda sig till en lämplig MF försedd med notchfilter. En kristall på låga frekvenser ger i häradet 40 dB och på VHF kring 30 dB notchdjup. Två notchar i serie med isolation emellan kan användas om 40 dB inte räcker till. Väljs billiga standardkristaller så kan man ju selektera ut två med samma serieresonans.

I de mätningar jag gjort på signalgeneratorerna snedställde jag dom 20 kHz och kalibrerade referensnivån där dvs på samma frekvens som jag sedan mäter fasbruset. När nyttosignalen sen hamnar i notchen så finns marginal nog att öka känsligheten motsvarande. Men jag upplever att känsligheten i analysatorn ändå inte räcker till om man nu inte börjar på en högre nivå och ökar testsignalen till +10...20 dBm.

Så alternativet att använda en lågbrusig mätförstärkare och angripa problemet från andra hållet borde också fungera eller?
 

SM0AOM

Well-Known Member
Hela frågeställningen vrider sig runt vilka designmål som anses realistiska.

Vi skulle kunna sätta ett designmål för den termiska bruströskeln refererat till utgången av systemet av -155 dBc/Hz vilket
kan vara realistiskt med lite "handpåläggning".


1659787910342.png
Då behövs en LO som har ett sidbandsbrus som med viss marginal underskrider den termiska brusnivå som får finnas efter blandaren.
Blandarsteget ger ifrån sig ett termiskt brus på c:a -153 dBm/Hz, så om vi antar en LO på +17 dBm så bör inte sidbandsbruset på,
säg, 20 kHz avstånd överstiga -170 dBc/Hz. Detta blir svårt att realisera.

Jag är av meningen att endast kristallstyrda oscillatorer eller VXO:er har en chans att komma i närheten av kraven i en "amatörrealisering".
K7HFD-VFOn har överlägsna sidbandsbrusegenskaper men har temperaturdrift så det blir besvärligt att få den att ligga stilla nog för både mätningar och praktisk kommunikation, i synnerhet efter att den multiplicerats upp till 144 MHz.

Systemegenskaperna ska helst utvärderas på arbetsfrekvensen, med alla delar i kedjan med.

Skulle rekommendera att försöka hitta en bra kristallreferens på 125 eller 140 MHz, och blanda ner
till 19 eller 4 MHz där det går att realisera notchfilter relativt enkelt.
Sedan är det bra att använda en spektrumanalysator eller mätmottagare som är så lågbrusig som möjligt,
utan att det går ut över dynamiken.

En sådan här sändare, riktigt gjord, kommer att vara minst 20, kanske 30 dB bättre än någon plastradio som finns på marknaden.
Det kan även vara vettigt att utnyttja LO:n för mottagaren om det går att få den så bra.
 
Last edited:

SM7EQL

Kortvågs- och UKV-tekniker
Jag provade en mätuppkoppling med en lågbrusig pre-amp och mätgränsen är nu -155dBc/Hz på 5 MHz. HP8640B mäter -144 dBc/Hz @ 20 kHz. Igår utan pre-amp -142 dBc/Hz @ 20 kHz. Marginalen till brusgolvet är större med pre-amp och det förklarar 2 dB skillnaden i mätningarna. Jag kalibrerar på +20 dBm nivån och kan sedan öka förstärkningen 40 dB dvs lika mycket som notchens spärrdjup. Det finns ca 10 dB marginal i spektrumanalysatorn innan den börjar komprimera.

Det som sätter gränsen nu är i pricnip spärrdjupet i notchfiltret som f n är 40 dB. Kan djupet ökas så går det att komma längre ner. Intressanta saker att gräva i.

KVG har en 100 MHz oscillator med bra egenskaper.

kvg.jpg
Bliley har liknande för det facila priset USD 3500.

Leif BSZ har byggt kristalloscillatorer med liknande prestanda som han fått verifierade med moderna R&S instrument..
 

SM7EQL

Kortvågs- och UKV-tekniker
FT1000MP inställd på 28,050 MHz, 30 dB notch filter. Fasbruset i transverterutgången mättes till -124 dBc/Hz @ 20 kHz och 115 dBc/Hz @ 10 kHz.
 

SM0AOM

Well-Known Member
-115dBc/Hz vid 10 kHz motsvarar grovt -80 dB i en SSB-bandbredd, men IM-produkter torde maskera även detta "dåliga" värde.
Däremot är -124 dBc/Hz vid 20 kHz lite mer signifikant. Detta är grovt räknat 30 dB sämre än en optimerad signalkedja,
och ungefär 20 dB sämre än SRT TD90.

Frågan är då hur snabbt bruströskeln klingar av vid större frekvensavstånd.
Om tröskeln inte är bättre än runt -125 dBc/Hz vid 100 kHz skulle det inte alls vara bra.
 

SM7EQL

Kortvågs- och UKV-tekniker
Bruströskeln faller av jämt till -135 dBc/Hz vid 100 kHz och sen sakta avtagande till brusgolvet som i denna mätning bara är ca 137 dBc/Hz. Jag skall mäta mer noggrant sen med mer förstärkning. Nivån från transverterutgången räcker bara till ca 13 dB marginal vid 20 kHz punkten. Troligen är bruset några dB lägre vid 100 kHz. Kanske -137....140 dBc/Hz.
 

SM0AOM

Well-Known Member
I nummer 10/1978 av Ham Radio Magazine publicerade DJ2LR en selektiv mikrovoltmeter
avsedd att mäta upp brusspektra från signalkällor.

1659893415401.png


Blockschemat ser ut så här:

1659893487419.png

Dynamiken hos en sådan är runt 130 dBc/Hz när man tillåter sig att närma 1 dB-kompressionspunkten hos förstärkaren efter blandaren.

Dock krävs en extremt ren lokaloscillator för att få användbara resultat.


1659894686325.png

På lägre frekvenser kan denna användas, och för ännu bättre resultat får man med ett basjordat buffertsteg istället för seriemotståndet på 22 ohm.

Ännu bättre oscillatorer i VHF-området finns beskrivna i den bifogade filen av en artikel i EDN av DJ2LR et al.

Lite mera inspiration för notch-filter med kristaller för att mäta sidbandsbrus kan man hitta här,
men observera att värdena nog är lite pessimistiska, eftersom spektrumanalysatorn i HP8921 inte är speciellt bra och inte heller
avsedd för sådana mätningar.
 

Attachments

  • full_article.pdf
    2.6 MB · Views: 11
  • XTAL_NOTCH_ckt.pdf
    461.6 KB · Views: 4
Last edited:

SM6GXV

QRV: HF, VHF, UHF
Några surftips:

HP's "Fasbrusseminarium": Några ytterligare förslag på mer flexibla mätmetoder.
Websidan innehåller förutom info ytterligare länkar.


Den som har en dator med GPIB-kort och kompatibla instrument hämtar lämpligtvis KE5FX's GPIB Toolkit.
som nämns. Mycket användbar samling mjukvaror.
 

SM0AOM

Well-Known Member
Håller helt med tidigare talare.

Man behöver sätta upp designmål och även sätt att verifiera dem.

När kraven på systemet sätts upp behöver man först göra rimlighetsbedömningar,
och vilken grannkanalundertryckning som krävs i olika trafikfall.

Systemdesign bygger på att först göra rimliga antaganden och sedan tillämpa lämpliga kompromisser i uppbyggnaden.
För att göra det behöver man vara "påläst" och förstå de fundamentala fysikaliska samband vilka beskriver verkligheten.

Radioamatörer värda namnet bör sträva i första hand efter realiserbara system, och i andra hand efter perfektion.
Det ena utesluter dock inte det andra.
 

SM7EQL

Kortvågs- och UKV-tekniker
Läsvärda artiklar som skall studeras. DJ2LR Low Noise oscillator i bild 20 är den jag använde i min två-tonsgenerator för IM och MDS mätningar för min hemmabyggda mottagare för 80 och 40 m CW för ett antal år sedan.

IM2.jpg
Finns en linjär förstärkare också som hör till systemet. Ett bekvämt hjälpmedel som ersätter två bra signalgeneratorer och där nivåerna är stabila. Isolationen mellan de båda oscillatorerna är 108 dB.



AOM, GXV. Intressant med beskrivningarna av de olika mätmetoderna för fasbrus.

Jag provade tidigare idag att mäta fasbruset från HP8640B via ett av 5 MHz kristallfiltren följt av en preamp med ca 2 dB brusfaktor och lite drygt 20 dB förstärkning före spektrumanalysatorn.

I fallet med notchfiltret får man se till att oscillatorn som skall mätas ligger exakt rätt i notchens spärrband, dvs bättre än +/- 50 Hz. Det ger problem om oscillatorn driver. Genom att ställa in sprektrumanalysatorn på olika offset relativt notchfrekvensen mäter man sedan fasbruset.

Den andra metoden med att ersätta notchfiltret med ett kristallfilter är bekvämare. Först kalibreras spektrumanalysatorns referensnivå med mätobjektets frekvens inställd mitt i kristallfiltrets passband och med högsta möjliga nivå som inte orsakar kompression. Därefter ställs mätobjektets frekvens in på önskad offset relativt center i kristallfiltrets passband. Förstärkningen kan nu ökas nästan lika mycket som filtret dämpar utanför passbandet. Med +10 dBm som referens så räcker 30-40 dB förstärkningsökning för att mäta ner till knappt 150 dBc/Hz.

HP8640B visar samma värden med båda metoderna inom +/- 1 dB slumpvisa variationer. Variationerna minska betydligt om man använder medelvärdesbilning 10-20 ggr men det tar ju då betydligt längre tid.

Om metoden med kristallfilter kompletteras med en högnivåblandare och variabel LO med ultralågt fasbrus så blir man inte låst av fasta mätfrekvenser som ju är nackdelen med notchfilter och bandpassfilter.

Det står klart att om en ny högpresterande styrsändare för 144 MHz skall byggas så får man börja med att bygga lämplig mätutrustning och verifiera denna.
 
Last edited:

SM0AOM

Well-Known Member
Jag skulle börja i änden att först fastställa designmålen;

- Frekvensområde (144,0 - 144,4 MHz)
- Sändningsklasser (150H0A1A och 2K40J3E USB)
- Klippningsgrad (0 - >20 dB)
- Bandbredd i LF-passbandet hos excitern (300-2700 Hz)
- Uteffekt från excitern (> 100 mW PEP)
- IM-distorsion vid 2-tons mätning vid 100 mW PEP (> -60 dBc)
- Första grannkanalundertryckning vid brusmodulering (> - 75 dB eller -110 dBc/Hz)
- Sidbandsbrus vid 10 kHz avstånd (> -150 dBc/Hz)
- Sidbandsbrus vid 50 kHz avstånd (> -155 dBc/Hz)

Sedan avgöra hur bra mätutrustning som krävs för att verifiera dessa data.

Det mest kritiska och svårverifierade torde vara specifikationen för sidbandsbrus.
 
Last edited:

SM7EQL

Kortvågs- och UKV-tekniker
Tillbaka till 1 kW PA steg för 144 MHz och en kort beskrivning av anodkretsen med halvvågsresonatorn.

PA-kavitetens storlek är 250 x 250 x 1000 mm. Röret, GS35B är monterat på en 10 mm al-platta i nedre delen av kaviteten där katodkretsarna, glödtransformatorn med tillhörande mjukstart också är monterad på undersidan. Fläkten blåser in i katodutrymmet och luftflödet passerar genom 16 st 15 mm hål upp via en skorsten av PTFE och vidare genom anodkylaren och ut i toppen av kaviteten.

a33.jpgHär en tidig bild när mekaniken började skruvas ihop. Skorstenen är inte monterad än.

a32.jpgKopplingen mellan GS35B-rörets anodkylare och halvvågsresonatorn som är ett 70 mm al-rör.

Anodkylaren och kopplingen bultas fast i rörets med en M10 bultar som i kan se på nedanstående skiss.

a36.jpg
Den oranga delen är rörets anodkylare tillverkad av koppar och försedd med invändiga kylfenor. Det finns flera sätt att att ansluta en halvvågsresonator mekaniskt. Det vanligaste man ser i andras konstruktioner är att resonatorröret görs av tunn kopparplåt som valsats till ett rör eller helt enkelt en bit 90-100 mm stuprör av koppar och som spänns fast med en stor slangklämma. I sådana fall kommer luftflödet att ledas inne i resonatorröret vidare upp i toppen. I mitt fall där jag använder ett 70 x 2 mm al-rör som resonator leds luftflödet ut i kavitetsutrymmet och sedan vidare ut i kavitetens topp. De mått som jag valt på kaviteten och resonatorrörets diameter ger en lämplig impedans i samma härad som i de flesta liknade konstruktioner för t ex FM/TV-sändare.


a34.jpgHalvvågsresonatorn monterad. Bilden visar även en svarvad ring av aluminium som skall hålla skorstenen gjord av en remsa 1 mm PTFE folie på plats. För att initialt kunna justera in utgångskretsen med Plate och Load kondensatorerna utan högspänning inkopplade har monterats ett motstånd på 2940 ohm mellan anod och jord. Resistansvärdet bestäms av rörets anodspänning, anodström och vilken klass steget skall arbeta i. Det är tillrådligt att prova med några olika värden upp och ner t ex 2000 och 4000 ohm för att säkerställa att inställningsområdet för Plate och Load är tillräckligt stort. 2940 ohm är det teoretiskt beräknade värdet och det hamnade nära det faktiska.

Precis som i fallet med injustering av ingångskretsen så ansluts nätverksanalysatorn till antennuttaget på PA-steget. Observera att injusteringen skall göras i kallt tillstånd utan glöd- och anodspänningar anslutna. Nätverksanalysatorn eller MiniVNA kalibreras Open Short Load i mätkabelns ände som skall anslutas till PA-stegets antennkontakt. Därefter justeras Plate och Load till bästa anpassning, dvs lägst SVF, högst reflektionsförlust eller exakt till 50 ohm resistivt om man använder Smithdiagrammet i analysatorn - vilket är det bästa sättet.

Fördelen med metoden är att den är 100% personsäker och att man enkelt kan laborera med mekaniken och avstämningsplattornas storlek och avstånd m m. Det är också så att när Plate och Load justerats in med hjälp av instrument så kommer PA-steget också att ge full uteffekt med den inställningen och som i mitt fall kunde bara en halv dB mer uteffekt hämtas hem när Plate och Load efterjusterades med lite drygt 1 kW ut. Samma princip fungerar för alla in- och utgångskretsar och är synnerligen praktiskt i kortvågssteg där utprovning av tapparna på Pi-filterspolen annars kan vara både tidsödande och faktiskt direkt livsfarligt om högspänningen nu glöms att stängas av.

Min princip när det arbetas med högspänning är att alltid ha båda händerna i byxfickorna och gärna använda skydsglasögon. Man fattar dock inte allvaret i detta förrän man själv har varit med om div explosioner där komponenter splittrats i tusentals sylvassa småbitar. Även hörselskydd kan vara bra när det är dags för smoke test.

a27.jpgSkorstenen av PTFE-folie monterad i ringen som dessutom utgör en RF-skärm vilken rekommenderades i en rysk beskrivning av en radarsändare i GHz-området där GS35B användes. Huruvida detta är jätteviktigt vet jag inte men någon typ av fäste behövdes ändå till PTFE-skorstenen.

a31.jpgPlate och Load avstämningarna vållade en aning huvudbry. Det visade sig att kaviteten tillverkad av 1,5 mm al-plåt inte var styv nog vilket gjorde att minsta lilla tryck på avstämningsrattarna drog iväg frekvensen 5 - 10 MHz. Helt omöjligt att finavstämma. Lösningen blev att styva upp kaviteten med fyra al-plattor 10 x 100 x 250 mm som bultades ihop som en ram runt kaviteten. Den lösningen gav en fullständig stabil avstämning. En annan fördel är att sidoplåtarna nu kan tas av för att komma åt alla delarna i kaviteten utan att denna faller sönder som ett korthus när skruvarna tagits bort.

Bilden ovan visar också avstämningsplattorna i de variabla kondensatorerna för Plate och Load. Här laborerades en hel del med avstånd och plattornas diameter för att få tillräcklig tålighet mot högspänningsöverslag. Även om DC-likspänningen på anoden är relativt låg kring 2,8 kV så kan det bli mångdubbelt högre RF-spänningar i änden av halvvågsresonatorn. För att testa tåligheten använder jag en 0-20 kV testgenerator försedd med ett uA-instrument. Generatorn kan användas överallt i PA-steget inklusive att prova rören så att de har tillräcklig marginal mellan anod och galler osv. Minsta lilla tendenser till potentiellt överslag visar sig långt innan gnistorna syns och hörs. Sparar mycket bekymmer.

Först monterades ett par skivor av PTFE som extra högspänningsisolation men dessa togs sedan bort igen då plattornas diameter istället ökades så att avståndet kunde göras stort nog. Dessutom justerades slaglängden på axlarna i avstämningsmekaniken så att plattorna inte kunde skruvas ihop mer än vad som precis behövdes med en liten marginal. Man ser i andras konstruktioner att plattorna monterats på en gängad axel utan ändstopp och det betyder ju att de i princip kan skruva hela vägen in tills det blir överslag och totalt haveri inträffar.

På bilden ovan syns också ett fyrkantigt al-block som är utfräst och innehåller ett lågpassfilter för att dämpa övertonerna ut från PA-steget till låga värden. Mer om detta i ett annat inlägg.

a28.jpg

I den slutliga konstruktionen valdes en något annorlunda avstämningsteknik. De flesta av oss vill väl känna lite på avstämningsrattarna för att verifiera att de står rätt, dvs ger max uteffekt. Att göra detta i genom att skruva flera varv fram och tillbaka på en ratt som driver en fingängad axel är inte särskilt bekvämt. +/- 3-4 varv i detta fallet för att se tydliga skillnader. Av den anledningen kompletterade jag avstämningen för Plate och Load med två skivor tillverkade av FR4 glasfiberlaminat där all koppar etsats bort. Detta ger då en dielektrisk avstämningskondensator. När glasfiberplattorna vrids in i kondensatorn ökar kapacitansen några tiondels pF. Inte mycket men tillräckligt mycket för att få en tydlig indikering för max uteffekt och bästa anpassning mot antennen.

Injusteringen är gjord så att glasfiberplattorna först vrids in till hälften (mittläge på rattarna på fronten) och därefter justerades Plate och Load till max uteffekt. Glasfiberplattan som är 1,6 mm tjock visade sig ge lagom avstämningsområde +/- 1 MHz. En tunnare platta skulle ge mindre område liksom en tjockare större. Så det finns stora frihetsgrader i en sådan konstruktion.

Axeln för Plate går ut på fronten i stativet medan axeln för Load går ut på baksidan där den är kopplad till en länkarm och en andra genomgående axel tillverkad av Pertinaxrör som också kommer ut på fronten till en ratt där. Det går nog att se på bilden hur detta är gjort. Fungerar ypperligt bra även om inställningarna idag är exakt de samma som hösten 2021. Hade inte behövts, men men....

En annan sak som det experimenterades med var att prova olika resonatorlängder. Några ringar av 70 mm al-rör kapades av och försågs med klämkopplingar så att de enkelt kunde monteras på och tas av. Några olika positioner på Plate och Load provades också. Här konstaterades i korthet att uteffekten inte påverkades mer än högst marginellt även vid användning av en kortare resonator. Däremot behövdes betydligt mer avstämningskapacitans när en kort halvvågsresonator användes vilket gav små isolationsavstånd och en ökad risk för överslag. Om halvvågsresonatorn därmed görs lite för lång så behövs knappt någon kapacitans alls vilket ger andra problem.

Dessutom visade det sig att andra och tredje övertonsnivåerna påverkades av halvvågsresonatorns längd. Jag valde till slut den längd dvs antal ringar som gav den bästa kompromissen.

Ett bygge som detta ger många bekymmer och gråa hår under vägen men varje bekymmer leder också vidare till att först försöka förstå problemet och sedan finna en lösning. Som så mycket annat som byggs är det resan fram till målet som är det roliga för min del. När allt är klart finns ju inte mycket mer att göra. Möjligen då att använda PA-steget men det har jag redan hunnit med under att antal NAC-tester med gott resultat. Mission completed. :cool:
 
Last edited:

SM0AOM

Well-Known Member
Ett mycket snyggt bygge, kan man bara konstatera på nytt.

När man avser att verifiera hela kedjans prestanda blir systemupplägget av största intresse.

Designmålen har diskuterats tidigare, och en inte helt orimlig nivå kan vara ett sidbandsbrus understigande -150 dBc/Hz vid +/- 20 kHz från mittfrekvensen. Närmare mittfrekvensen blir det svårt att upprätthålla en sådan nivå p.g.a. högre ordningens intermodulationsprodukter vilka blir svåra att få lägre än -90 dBc i 3 kHz, eller -125 dBc/Hz. Sedan blir mottagarprestanda hos även riktigt bra mottagare ganska illusoriska när man kommer riktigt nära mittfrekvensen.

Även en mycket bra mottagare (Telefunken E1800) medger bara en signalnivå av 105 dB över det termiska bruset +/- 5 kHz
från centerfrekvensen innan olinjära effekter börjar visa sig, även om den "tål" över 135 dB +/- 30 kHz. 110 dB är detsamma som en
grannkanalundertryckning av -125 dBc/Hz och 135 dB motsvarar 155 dBc/Hz.

En "spektrummask" som är utformad så att medelvärdet av effekten i det önskade sidbandet motsvarar 0 dB i i 3 kHz, de två första grannkanalerna -70 dB och de två nästa -80 dB och sedan fallande ner till -120 dB vid +/- 20 kHz skulle utgöra sändarprestanda som står någorlunda i relation till vad som kan åstadkommas hos realiserbara mottagare.

Att verifiera sådant är riktigt besvärligt. En selektiv voltmeter eller mätmottagare med ett dynamiskt område överskridande 165 dBc/Hz skulle krävas för att kunna uttala sig om nivåerna långt ifrån mittfrekvensen, 100 kHz eller så.

1660055303410.png
QA/BML/HP använde HP3200B som LO vilken har ett sidbandsbrus mellan -160 och -165 dBc/Hz, och som ger minst 200 mW
uteffekt. Brusgolvet runt dess utsignal blir då +20-165 eller -145 dBm/Hz.

Det går nu att uppskatta dynamiken i ett sådant här system.

Antag att en högnivåblandare med LO-effekt 20 dBm används, och som har en kompressionspunkt av 14 dBm.
Det är klokt att ligga ett par-tre dB under kompressionspunkten, så en in-nivå av 10 dBm antas.

Sedan har en sådan blandare 6 dB blandningsförlust och ett efterföljande kristallfilter c:a 4 dB dämpning.

Ett frekvensavstånd av +/- 50 kHz antas, så generatorns brusgolv har uppnåtts.

Refererat till blandarens ingång har systemet en brusfaktor av 10 dB, alltså en bruseffekt av -174 + 10 = -164 dBm/Hz.
Jämförd med insignalen 10 dBm blir dynamiken 10-(-164) = 174 dBc/Hz med en brusfri LO.

Med mer realistiska mätbandbredder än 1 Hz och en realiserbar LO erhålls en dynamik av runt 145 - 150 dB.
Det är dock svårt att föreställa sig en VHF-sändare som skulle vara så spektralt ren att en sådan dynamik skulle gå att observera.
 

SM7EQL

Kortvågs- och UKV-tekniker
TNX. Bra info som jag sparar i projektmappen tillsammans med designmålen.

Jag har beställt några +17 dBm blandare och E-PHEMT MMIC till en mätkonverter med 5 MHz mellanfrekvens. Tillsammans med en lågbrusig kristalloscillator som LO ev med ett efterföljande enkelt kristallfilter borde det gå att komma ner till strax under -150 dBc/Hz @ 20 kHz.

Första steget blir sedan att mer noggrannt karaktärisera fasbruset på befintlig 28 MHz signal från FT1000MP och 144 MHz signalen efter transvertern.

När väl mätutrustningen finns och har verifierats är det dags att ta sig an de olika byggblocken till en ny transverter och verifiera dessa steg för steg.

En tanke som slog mig är att det mesta vi hittills diskuterat har sin grund i analog teknik med diskreta komponenter från 60- och 70-talen. Hur ser det ut på den moderna DDS-fronten och andra digitala tekniker som används i SDR-radio? Radioapparater som Perseus sägs ha väldigt bra egenskaper och borde kunna fungera som mätmottagare eller MF för en ännu bättre konverter framför. Även K3 och KX3 påstås ha ren utsignal.
 

SM0AOM

Well-Known Member
En DUC = Digital Up-Converter kan åstadkomma extremt rena signaler om den utformas med omsorg.
Det går att få -165 dBc/Hz resp -85 dBc IM3 med sådana. Dock behövs mycket rena systemklockor, eftersom de
multipliceras internt i DUC-kretsarna.

För att uppfylla kraven för EISCAT-3D så räknade vi med 125 MHz systemklockor med bättre än -170 dBc/Hz vid 10 kHz,
Perseus klarar ner mot -145 dBc/Hz vid små avstånd och kan mäta upp alla sändare som finns i fält när det gäller sidbandsbrus och IM-sidband. Perseus och E1800 är ungefär likvärdiga när det gäller tvåsignalselektivitet så länge som inte Perseus överstyrs till klippning.

K3 har bra sidbandsbrus, men utmanande dåliga IM3 och högre ordningars egenskaper i sändningsriktningen vid 100 W-nivån.
Den var den sämsta av de "plastradio" som SM5HP och jag mätte inför HF19. Ungefär 20 dB sämre än SRT SSA400 i första och andra grannkanalerna. Möjligen är den bättre i transverterutgången.

Perseus med ett notchfilter före skulle kunna mäta ner mot -175 dBc/Hz.

Ett problem med en konventionell konverter före en HF-mottagare är att det blir ganska mycket förstärkning före selektiviteten,
eftersom bra HF-mottagare har ganska höga brusfaktorer. Kan man kompromissa med systembrusfaktorn på 144 MHz blir det lättare.

SM5BSZ har skrivit ganska mycket om detta.
 

SM0AOM

Well-Known Member
1660113409892.png
K3, andra grannkanalerna är endast c:a 40 dB undertryckta med brusutstyrning till 100 W PEP

1660113680331.jpg

SRT TD90+SSA400 till vänster, andra grannkanalerna c:a 60 dB undertryckta med brusutstyrning till 400 W PEP
 

SM7EQL

Kortvågs- och UKV-tekniker
Beskrivning av 144 MHz lågpassfilter för 1 kW PA-steg

För att dämpa andra och tredje övertonen från PA-steget designades ett 5-poligt Chebyshev lågpassfilter med brytfrekvensen 152 MHz.

a38.jpg

a39.jpg

De teoretiskt beräknade värdena;
Insertion loss -0,06 dB @ 144 MHz
Andra övertonen -22 dB @ 288 MHz
Tredje övertonen -41,5 dB @ 432 MHz

Sedan gjordes en första skiss (inte med i detta inlägg) på hur filtret skulle kunna byggas med komponenter som tål effekten, dvs de cirkulerande RF-strömmarna samt höga spänningar som det kan bli tal om. Från skissen byggdes först en enkel provkoppling. Kondensatorerna tillverkades av utsvarvade brickor med de areor som tillsammans med valt dielektrikum 1 mm PTFE-folie gav de beräknade kapacitansvärdena.

a40.jpg

Resultatet blev bra och en mekanisk ritning togs fram så som den slutliga konstruktionen skulle se ut.

a37.jpg

Mellankondensatorn på 33 pF delades upp i två kondensatorer på 16,5 pF en på var sida om mellanväggen. En box frästes ut av ett al-block och mellanväggen monterades med skruv.

a42.jpg

Så här blev resultatet. Filtret hade bra data men hamnade aningen lågt i frekvens. Det visade sig att strökapacitansen mellan kontakternas mittstift och jord var ganska hög och därmed påverkade filterkurvan. Lösningen blev att svarva ner diametern några tiondelar på plattorna närmast kontakterna tills den uppmätta frekvenskurvan på nätverksanalysatorn sammanföll med den beräknade.

a47.jpg

Så här blev det uppmätta slutresultatet;
Insertion loss -0,04 dB @ 144 MHz
Andra övertonen -18,5 dB @ 288 MHz
Tredje övertonen -39,5 dB @ 432 MHz

Dämpningen på 144 MHz blev som beräknat. På 288 och 432 MHz saknas några dB som säkert hade kunnat hämtas hem om kondensatorplattorna och spolarna hade justerats. Men ett ganska bökigt jobb då filtret måste demonteras i alla sina beståndsdelar för att montera in nya brickor som kanske behöver vara lite större.

a48.jpg

Impedansen hamnade på 52 ohm, SVF är 1,06:1 och reflektionsförlusten 30 dB från 143 till 148 MHz. Det är tillräckligt bra värden men ändå inte jätteviktigt då filtret sitter monterat direkt på den variabla utkopplingskondensatorn, Load som tillsammans med Tune stäms av för max uteffekt oberoende om nu filtret håller 50 ohm eller 40 eller 60. Skillnaden blir i praktiken minimal och har nog bara akademisk betydelse skulle jag tro.

a41.jpg

Dämptalen i filtret tillsammans med övertonsdämpningen i PA-steget ger ungefär -60 dBc på 288 MHz och lite drygt -70 dBc på 432. Detta motsvarar då 1 mW oönskad utstrålning på 288 MHz och 0,1 mW på 432 MHz. Lite högt tycker jag.

Dock tillkommer dämpning i antennen som förmodligen har negativ antennvinst på 288 och 432 MHz plus det faktum att tilläggsförlusterna i den långa matarkabeln vid 288 och 432 MHz där SVF är mycket högt ytterligare dämpar de utsända oönskade signalerna.

Möjligen skulle jag satsat på ett 7-poligt lågpassfilter från början som hade löst dessa problem helt. Lyssnar man på 432 MHz när det är NAC-test på 144 MHz så hörs det en och annan S9+ signal där. Samma på kortvåg. Stora PA-steg på 7 MHz hörs fint på 14 och 21 MHz osv. Ibland över hela världen. :)
 
Last edited:

SM6GXV

QRV: HF, VHF, UHF
Nu lämpar sig kanske inte konstruktionen för "finlir" men simulera filtret med att paralellkoppla dom två induktorerna med kondingar så att dessa två noder resonerar på 432 och tuna om dom övriga komponenterna kan man introducera notch som nyper övertonerna på 432 ganska bra.
 

SM7EQL

Kortvågs- och UKV-tekniker
Ja just precis. Jag har gjort många sådana filter på andra frekvenser men för låga effekter. Det är den vanligaste typen i de flesta sändarna. Men ganska pilligt i ett filter som detta med "mekaniska kondensatorer". Kikade initialt på ett utgångsfilter för en TV-sändare i Band III med extremt bra data. Mycket mekjobb och grova grejor även om dimensionerna skulle kunna skalas ner faktor 10 eller möjligen 100.
 
Top