1 kW PA-steg för 144 MHz

SM7EQL

Kortvågs- och UKV-tekniker
Våren 2020 föddes idén att bygga ett linjärt 1 kW PA-steg för 144 MHz. Div konstruktioner i litteraturen granskades och tanken var först att använda QBL5/3500 som det fanns ett antal nya i junkboxen. Om man kör ett sådant rör på sparlåga så ger det ju lätt 1 kW kontinuerligt och med bra IM-egenskaper dessutom. I tätbebyggda områden som här i sydvästra Skåne är det absolut nödvändigt att hålla hög kvalitet på den utsända signalen särskilt på 2 m där fältstyrkorna blir extrema. Vi har några amatörer här i regionen som splattrar något förfärligt med sina köperiggar och skall man gnälla på dessa så gäller ju att först se till att den egna utrustningen ger en ren och fin utsignal. :cool:

Konstruktionen blev i princip helt färdig på schemanivå och med ganska kompletta mekaniska ritningar på alla viktiga detaljer. I början var vi ett litet gäng här i klubben som skulle bygga var sitt PA-steg men projektet stannade av när influensan härjade som värst. Vi kom så långt att en del mekdelar blev klara och plåtarna till halvvågskaviteten (yttermått 250x250x1000) blev utskurna med laser och skruvades ihop till det som var tänkt som en experimentprototyp. När allt fungerade så skulle vi sedan bygga de riktiga PA-stegen.

Sedan hände i princip inget tills mitt gamla PA-steg med 4CX250B hittat på en loppis exploderat två gånger och reparerats för att sedan börja krångla igen. Ritningsunderlaget till QBL-steget rotades fram men det var lite trögt att komma igång igen. QBL5/3500 är en Tetrod som förutom glöd- och anodspänning kräver stabil skärmgallerspänning och negativ gallerförspänning plus div skyddskretsar för att skydda röret vid flash over eller om spänningarna försvinner i fel ordning.

Efter en del beslutsvånda och djupa andetag så bestämde jag mig för att satsa på GS35B istället som är en liten trevlig triod kapabel att ge 1 kW med marginal och som vid tillfället fanns att köpa från en amatör i Ukraina för en billig penning. Några sådana rör beställdes och friskades upp med glöd- och anodspänning i en testjigg. Bra vaccum och inga överslag med HV-testutrustningen.

I den ursprungliga QBL-designen var det tänkt att vi skulle använda GM3SEK Tetrod-board som innehåller alla nödvändiga skyddskretsar m m. En mycket genomarbetad konstruktion som funnits länge. För GS35B behövdes GM3SEK Triode-board men lagom till mönsterkortet skulle beställas så hade SEK bestämt sig för att gå i pension och alla kort var slut. Jag började att cadda ett eget men fick tips av SA2CLC att en ryss hade kopierat GM3SEKs kort och sålde såväl byggsatser som färdigbestyckade och testade kort. De färdigbyggda var billigare än vad komponenterna skulle kosta här i Sverige så några sådana kort beställdes. Snygg cad och helt professionellt tillverkade så där fick man mycket för pengarna. Alla trimpotentiometrar förinställda för att passa GS35B dessutom. Behövdes bara en mindre justering senare.

Bygget av PA-steget med GS35B påbörjades strax efter sommaren 2021 och blev klart några månader senare. För full uteffekt 1 kW krävdes 75 W driveffekt och då min hembyggda transverter bara lämnar 1 W så behövdes ett drivsteg. Det finns ett populärt 100 W transistorsteg som kan köpas för några hundringar från Kina och möjligen skulle det kunna klara 75 W någorlunda linjärt. En byggsats hade beställts och byggts ihop. Uteffekt vid max tillåten matningspänning för transistorn mättes till 90-95 W @ 1 dB kompessionspunkt. Användbar uteffekt för linjär drift med bra prestanda var dock bara ca 25-30 W så det blev en flopp. Dock kunde steget användas initialt för att prova GS35B slutsteget och köra det på CW ett tag. Man kan byta transistorerna till några större och då skulle det troligen fungera. Men rör är roligare och dessutom betydligt tåligare mot missanpassning och kortslutningar.

I en gammal QTC hade Ulf SM6GXV beskrivit ett 100 W PA-steg för 144 MHz med 2 st 2C39BA i gallerjordad koppling. Inspirerad av denna artikel konstruerades ett drivsteg med tre stycken rör. Ett rör som drivsteg från 1 W till 10 W nivån och två i parallell som slutsteg från 10 W till 100 W. Blev toppenbra. Mer om detta och kanske också transvertern senare.

Principschemat för 1 kW PA-steget med GS35B ser ut så här:

a2.jpg


Som i de flesta PA-steg så är själva RF-delen det lilla i projektet. Mer jobb är mekaniken och att få till all styrlogik, skyddskretsar och manöverkretsar med mjukstart via kontaktorer m m till högspänningsaggregatet. Å ena sidan kanske en del skydd är overkill och onödigt men å andra sidan funktioner som kan minskar risken för totalhaveri och svart rök. Bättre att en skyddskrets löser ut och tänder en LED än att det ena drar med det andra tills allt har brunnit upp.

a1.jpg

PA-steget är inbyggt i ett 2 m högt 19" Televerks-stativ försett med hjul och avtagbara sidor. Det gör att precis allting blir lätt blir åtkomligt för service. Bakom den nedersta frontplåten finns högspänningsaggregatet med transformator och oljekondensatorer som ger 2,8 kV anodspänning. Bakom nästa plåt finns drivsteget med 3 st 2C39 rör och dess nätdel. Drivsteget är byggt som en modul, fast avstämt och lever sitt eget liv. Racklådan med papperslapparna är transvertern från 28 MHz till 144 MHz. Transceivern FT1000MP lämnar -15 dBm 28 MHz i transverterutgången som sedan blandas och förstärks till 1 W i transvertern. Mottagardelen i transvertern är gjord med högnivåblandare och en GaAs-fet med bra storsignalegenskaper. Också ett måste i tätbebyggt område då fältstyrkorna från andra är extrema.

Ovanför transvertern sitter kontrollpanelen med några tryckknappar och brytare för fläktar, glöd- och högspänning. Allt kopplat via ett antal kontaktorer. Panelen med de tre ensamma rattarna är ingångskretsen för GS35B i katodutrymmet i kaviteten. Två vridkondensatorer och en variabel induktans som medger perfekt anpassning till 50 ohm. I drivsteget med 2C39 rören används dessutom en cirkulator på utgången så oberoende av hur man skruvar på de tre rattarna så känner drivsteget alltid 50 ohm på utgången. Inte nödvändigt men inte heller skadligt.

Ovanför rattarna en panel med fem visarinstrument för Anodspänning, Anodström, Gallerström, Glödspänning och Utlufttemperatur från GS35B anoden. Bias och viloström kan justeras liksom glödspänningen som matas från ett 12 V DC-aggregat med mjukstart där tiden på uppflanken valts så att glödstömmen inte hinner överstiga driftströmmen.

I den allra översta panelen sitter ett korsvisande instrument för uteffekt och SVF och ett likadant instrument kopplat i serie sitter i radiobordet. De tre rattarna är för grovavstämning Tune, Finavstämning Tune samt Load.

PA-steget är tänkt att rullas ut i verkstaden sen så att det åter blir helt tyst och behagligt i radiorummet. Så som PA-steget byggts så kan Till/Från samt Stand by fjärrstyras och det finns en D-sub på instrumentpanelens baksida där en extern likadan panel kan anslutas i parallell. Denna tänkt att monteras i radiobordet.

Ett stort och tungt åbäke blev det och hade det inte varit så himla kul att skapa något själv från allt skrot ur junkboxarna så kunde jag enkelt "köpt mig fri" från det arbetet. Det finns ju fina kompakta kW PA-steg att beställa. Visst....men....

OK, jag kanske lägger upp fler bilder sen på drivsteget och mekaniken kring GS35B om intresse för sådana här mackapärer finns. :)
 
Last edited:

SM6GXV

QRV: HF, VHF, UHF
Mycket vackert. Och inspirerande. Av Jens -AFV fick jag 2st GS23B (4CX1600U) som enligt honom skulle vara NOS. Funderar på ett steg i "K2RIW-stil" och av en händelse finns ett nätagg redan klart (oändligt tråkigt att bygga...) Visst finns det svindyra halvledarbestyckade steg men med rörsteg har man som sagt en möjlighet att säga "förlåt" om det går snett...

Har aldrig gillat LDMOS-steg. 1W in kan ge 1kW ut med några av de biffiga trissorna. Minsta ALC-spik från en illa konstruerad "plastradio" knäcker ett oskyddat steg direkt. Inte f-n skall man behöva implementera skyddskretsar...

Vid ett tillfälle mättes RF-startnivåerna från två populära transceivrar. Spänningsmässigt, mätt med ett 500 MHz scope var overshoot 45% när uteffekten var nerdragen mha mjukvarukontroll när man gick i TX-läge. Ingen av dom säljs längre och exvis IC-9700 har en väluppfostrad RF-nivåjustering inklusive individuellt ställbara effektgränser för de band den klarar.
 

SM7EQL

Kortvågs- och UKV-tekniker
Har ingen direkt erfarenhet av LDMOS mer än detta lilla projekt men inser att de är lätta att knäcka med transienter eller om utgången skulle råka belastas med någon "obra impedans" som ger höga spänningar etc.

Jag hade koll på ineffekten från transvertern och jag använder en mjukstart till 1 W steget i transvertern så att effekten rampas upp under 50 mS. Detta även för att få till timingen i antennreläet etc. På utgången av 100 W-steget använde jag en cirkulator som ju är ett väldigt effektiv skydd mot alla belastningsfall.

Byggsatsen från Kina var si så där. PCB var OK, transistorn var begagnad och bevisligen urlödd med kraftigt böjda vingar. Komponenterna omärkta i en enda röra. Schemat var felritat och lite tvetydigt.

a4.jpg


Kontrollmätte alla komponenterna och det var div fel värden i påsen men kanske inte värre än att det skulle fungera. Såg på nätet att många olyckliga köpare hade problem och att transistorerna de fått var kass eller hade dött vid första testen. Men man får vad man betalar för. Tror att paketet kostade drygt 200 kr inkl transistor och PCB.

a5.jpg
Ritade om schemat så det stämde med ledningsbanorna på PCB och rättade upp komponentvärdena. Gjorde en koll i Elsie filterberäkningsprogram också.

a6.jpg

Eftersom allt var så rörigt så ritade jag ihop en komponentplaceringsritning och förtydligade en del saker som kanske andra har/får problem med att tolka. Transistorn jag fick med hette MRF9120 och var faktiskt hel. Alltid något. Kortet är förberett för en kraftigare variant MRF9180 som troligen skulle fungera i min applikation. Jag skaffade några sådana från UK men de blev inte inlödade. Kan väl användas till något annat kanske...

Men efter att har mätt och mixtrat med steget ett tag så tyckte jag det kändes lite darrigt. Driveffekten som behövdes var bara 100 mW för att ge max ut ca 90 W men efter ett tag när transistorn blivit varm så sjönk effekten så det krävdes 200 mW . Det var då på maxnivån 1dB comp. När jag sedan sänkte drivningen tills steget lämnade de där 25-30 W som är max om det skall gå linjärt för SSB så blev drivningen hysteriskt känslig.

Nu vet man så klart inte om transistorn har varit helt frisk men sådant krångel får man definitivt inte med ett rörsteg och sådana är som sagt mer förlåtande för tillfälliga transienter och kortslutningar. :)
 

SM0AOM

Well-Known Member
"Riktig amatörradio med riktiga elektronrör samt riktig telegrafi...":)

Det finns ju möjligheter att direkt mäta upp grannkanalundertryckningen hos hela kedjan exciter-transverter-drivsteg-PA.

Hur stor blir undertryckningen av första och andra grannkanalerna när man styr ut till 1kW PEP med brus?

En passande jämförelse skulle kunna vara med denna spektralplot:

1658931103781.png
 
Last edited:

SM7EQL

Kortvågs- och UKV-tekniker
Har inte gjort någon riktig grannkanalsmätning än men vid lyssning på den utsända SSB-signalen under kontrollerade former och via utkoppling direkt på antennporten via dämsats och helskärmad mottagare etc så noterades bara obetydligt splatter utanför filterbandbredden i sändaren. Man hör alltså bara att modulationens pitch ökar i frekvens tills den försvinner helt när man skruvar på mottagarens frekvens. Precis i övergången kan lite rasp höras ytterligare ca 500 Hz. Detta gjort på en relativt hög testnivå som kan anses vara representativ för mycket starka signaler på bandet. Tendenserna till splatter var effektoberoende från 1 W nivån direkt från transvertern och med PA-steget inkopplat för 1 kW. Så det tycks vara signalen som kommer ut från transvertern som sätter gränsen här, egentligen 28 MHz signalen från FT1000MP då det finns god marginal i transvertern och alla steg går i klass A. Det finns en inställningar i FT1000MP som kan göras för att minimera splatter. När uteffekten ökas till ca 1,3 kW PEP blir splattret tydligare även om det är mycket svagt i förhållande till hur många andra signaler hörs. Har provat detta tillsammans med några andra amatörer som har full koll på läget och resultatet är det samma.

Lyssnar man kritiskt på andra som kör med PA i närområdet, ja även utan PA, så är det "ingen" som har en helt 100% ren signal. Det finns några som låter väldigt bra även om de är superstarka men i gengäld sänder ut bredbandigt brus runt frekvensen. Jag har särskilt problem med en amatör ca 4-5 km härifrån som faktiskt genererar S5 brus över hela bandet och mer därtill när han kör FT8. Nyttosignalen är så klart stark men inte starkare än andra som låter nästan helt rent.Ingen aning om hur hans antenner står men det är irriterande. Har inte brytt mig om att klaga än då han kör med köpegrejor, transistor PA, inte är någon tekniker precis och troligen inte kan göra mer än att köpa en nya prylar. Det är ju dilemmat för många.

Allt detta är bara problem under NAC eftersom bandet är stendött alla andra dagar och tider.
 

SM0AOM

Well-Known Member
En jämförelse mellan SM5BML et al mätningar för snart 50 år sedan som jag dessvärre tror är representativa för hur det
ser ut för emissionerna från plastradioanvändande stickproppsamatörer även i dag, och det "state-of-the-art" som
representeras av Bengts station vore trots det intressant.

De 15 kHz bandbredd vid -60 dB punkterna som man hade 1975 hoppas jag är mindre idag hos den sändaren. En bandbredd vid -60 dB punkterna av högst 6-7 kHz är något att sträva efter.

Hur mycket mindre skulle vara av visst intresse.
 

SM4HFI

Well-Known Member
Störningar över hela bandet är ett otyg! De är ofta oberoende av hur mycket man driver riggen och sjunker ofta först när ALC börjar jobba. Splatter beroende på olinjäritet i förstärkarkedjan ger ju bara lite breddning av signalen, det finns oftast plats på andra ställen. Att ALC jobbar ger i många riggar bredare splatter. ALC har ju en amplitudmodulator som plötsligt börjar jobba när signalen är som starkast. Bandbredden i ALC-slingan bestämmer bandbredden på splattret.

Husguden SM5BSZ mätte under ett antal år prestanda på den tidens riggar, ca 1980 till 2005. Mätningarna finns utspridda på hans hemsida så för att få en överblick la jag in de jag hittade i ett excelark http://sm5bsz.com/txmod/ft736mod/dynamic_sm5bsz.zip. Länkar till liknande mätningar på modernare riggar välkomnas!

Hur ser signalen från FT-1000 ut i transverteruttaget jämfört med antennuttaget? Är brusnivån relativt signalen lika stark eller är det lägre brus? Den FT1000 MP som Leif mätt har som bäst -130 dBc/Hz på 50 kHz avstånd, D-modellen är sämre.

Som Bengt skriver är kraven på signaler bredvid den avsedda större på 2m än på de flesta andra band. Excelarket ovan har även vad som kan krävas vid olika effekter, antenner och avstånd.

En fördel med datoriserad trafik som FT8 är att man kan synka sändning och mottagning om man råkar bo nära varandra. Min granne SM4KUH bor 120 m bort och kör bara FT8 i testerna, och inte hela testen. Förutom att fika när han kör kan jag sända CW och lyssna samtidigt som han lyssnar. Jag har faktiskt även lyckats köra aurora samtidigt som han sänder, men prestanda blir förstås begränsad.

/Jan
 

SM0AOM

Well-Known Member
Hur ser signalen från FT-1000 ut i transverteruttaget jämfört med antennuttaget? Är brusnivån relativt signalen lika stark eller är det lägre brus? Den FT1000 MP som Leif mätt har som bäst -130 dBc/Hz på 50 kHz avstånd, D-modellen är sämre.

En bra fråga.

Detta beror helt på var i kedjan bruset genereras, och hur stor bandbredden "nedströms" är. När SM5HP och jag skrev bidraget till HF19 så studerade vi hur sidbandsbrusnivån varierade beroende på vad som satt efter sista blandarsteget i excitern och vilken filterbandbredd som signalkedjan hade.

Vi räknade och mätte på exciters av "proffskvalitet" så jämförelsen kanske inte är helt tillämpbar för "plastradio".

Sidbandsbruset som kommer från syntesen är ganska underordnat hos proffsmateriel, en genomsnittlig syntes är -150 dBc/Hz på 100 kHz avstånd, och det finns de som är betydligt bättre.

Däremot är förstärkt termiskt brus från förstärkarkedjan en större faktor; om vi har en uteffekt från excitern av 100 mW, en förstärkning mellan utgången och sista MF-filtret av 50 dB samt en brusfaktor hos första förstärkarsteget om 6 dB så kommer det termiska bruset att ha förstärkts till en effekt av -174+6+50 = -118 dBm/Hz, refererat till en effektnivå av 20 dBm, resulterande i -138 dBc/Hz bredbandigt brus, vilket överröstar syntesbruset.

Detta stämmer väldigt bra in på mätningar, SRT TD91 och Telefunken S/STEU 1370 har ett brusavstånd av drygt 110 dB i en SSB-bandbredd vid 100 kHz avstånd. FT1000MP skulle ha c:a 95 dB omräknat till detta.

Amatörgrejor är sämre, det är ganska sällan som brusavståndet är mycket mer än 80-90 dB, eller 125-130 dBc/Hz. Sämst är plastradio med stora frekvensområden avsedda för mobilbruk.

En del materiel har dessutom en dämpare tidigt i signalvägen som styrs från ALC eller annan nivåinställning, och den kan ibland reglera upp förstärkningen så att bruset ökar när PTT är intryckt men inget sänds.

Väldigt få sändare är konstruerade som "bakvända mottagare", med lågbrusteknik och bandbreddsbegränsning även i lågnivåstegen.

Sedan är sidbandsbrusprestanda och IM3DR hos mottagare i ett område +/- 10 kHz från mittfrekvensen numera ganska irrelevanta med tanke på
de dåliga grannkanalundertryckningen hos moderna sändare. Om man undertrycker den tredje grannkanalen bara -60 dB så blir ett "close spaced" IM3DR på 100 dB ganska meningslöst.

Förmodligen har tvåsignalselektiviteten inte förbättrats så mycket sedan 70-talet även hos dyra mottagare.

Sannolikt ligger realiserbarhetsgränsen hos en specialdesignad 144 MHz-mottagare på en tvåsignalselektivitet på
runt 150 dB, alltså att en perfekt ren oönskad signal som ligger 150 dB över bruströskeln på några hundra kHz avstånd inte ska påverka mottagningen av en svag omodulerad signal med, säg, 12 dB SINAD med mer än 6 dB. 150 dB över 290 K bruströskeln motsvarar c:a 10 dBm störsignal.

Inga mottagare med syntesoscillatorer klarar detta, motsvarande sidbandsbrus är -170 dBc/Hz, vilket endast kavitetsavstämning eller kristallstyrning har en chans att gå iland med.

Ifall resten av mottagaren består av smala analoga filter framför effektblandare med en kompressionspunkt av 20 dBm skulle man möjligen klara det, men det är ändå inte tillräckligt för att klara grannar med QRO...
 
Last edited:

SM6VJE

Well-Known Member
Citat: "Sedan hände i princip inget tills mitt gamla PA-steg med 4CX250B hittat på en loppis exploderat två gånger"

Bara nyfiken, hur får man ett slutsteg att explodera? :)
 

SM7EQL

Kortvågs- och UKV-tekniker
De 15 kHz bandbredd vid -60 dB punkterna som man hade 1975 hoppas jag är mindre idag hos den sändaren. En bandbredd vid -60 dB punkterna av högst 6-7 kHz är något att sträva efter.
Det var väl tvåtonsmätningar då. En annan mätmetod jag använt från tid till annan är max peak hold på spektrumanalysatorn och med BW 300 Hz och Span 20 kHz. Intensiv modulering med SSB under 5-10 minuter eller tills kurvan inte byggs på mer. Det blir ju ett worst case där även högspänningsaggregatets förmåga att hålla spänningen någorlunda konstant kommer in i bilden men som nog visar lite sämre värden än en ren tvåtonsmätning.

Skall kolla med vitt brus också som jämförelse till SSB-testen.

Bara nyfiken, hur får man ett slutsteg att explodera?

Orsaken var troligen den att RF-drosseln som var lödad till anoden släppte p g a att lödtennet smälte då röret körts hårt i contest och fläkten var underdimensionerad. Drosseln lindad av 1 mm CU-tråd var lite kort och satt som en fjäder endast förankrad i ytterst lite tenn i ändytorna. Detta avbrott skedde under sändning vilket sannolikt orsakade en kortvarig ljusbåge och transienter med hög amplitud tillsammans med obelastad högspänning som i sin tur initierade ett överslag i avkopplingskondensatorn för högspänningen. Denna kondensator bestod av två mässingsbleck med teflonisolering men med ytterst litet isolationsavstånd i kanterna. Ett skyddsmotstånd i serie med högspänningen brann upp efter en liten stund men innan dess hann två diodsträckor kortslutas så att högspänningselektrolyterna matades med AC som gjorde att de på två röda sekunder gav upp, exploderade och spydde ut sörja och lösa pappersbitar i halva PA-steget. Till slut brann dock den överdimensionerade nätsäkringen så att fyrverkerierna kunde upphöra. Trafon klarade sig i alla fall och PA-steget reparerades. Det är sådant som kan hända med hembyggda loppisfynd.
 

SM7EQL

Kortvågs- och UKV-tekniker
Splatter beroende på olinjäritet i förstärkarkedjan ger ju bara lite breddning av signalen, det finns oftast plats på andra ställen. Att ALC jobbar ger i många riggar bredare splatter. ALC har ju en amplitudmodulator som plötsligt börjar jobba när signalen är som starkast. Bandbredden i ALC-slingan bestämmer bandbredden på splattret.
Just precis vad jag också noterat.

Den FT1000MP jag använder för 144 MHz just nu ger renast signal om man använder EDSP i kombination med Processorn men med relativt lågt pådrag. Processorn fungerar då mer som en begränsare för enstaka modulationstransienter än att höja medeleffekten/läsbarheten som man egentligen vill. Inställningen är kritisk. Jag använder tre lägen här. För lokalt snack lågt pådrag. För contest mellanläget som är en kompromiss mellan ren utsignal och effektiv modulering. Högsta läget ger betydligt mer splatter men används ändå i de fall signalerna är så svaga att motstationen har svårt att höra. Skillnaden i läsbarhet mellan ytterligheterna här motsvarar en effektskillnad av ca 6-8 dB med processor och ca 10 dB utan processor. Utan processor blir modulationen mjukare, mindre krispig och mindre ansträngd men tämligen kass för svagsignalkommunikation. Värdelös helt enkelt.

Så som jag experimentellt bedömt och bestämt läsbarhetsgränserna är att med min egen röst läsa in kryptogrupper som sedan spelats upp och modulerat sändaren. En dämpsats mellan sändaren och mottagaren har justerats in till läsbarhetsgränsen. Olika inställningar ger stort utslag med den metoden särskilt om man skriver ner kryptogrupperna och verkligen anstränger sig för att lyssna på signalerna helt ner i bruset. Varje enstaka dB märks här när man rättar den nedskrivna texten.

Signalen för transverterutgången i FT1000MP tas ut väldigt tidigt i signalkedjan så ALC är inte inblandad alls där. Utnivån på 28 MHz är i min radio -10 dBm på CW och -15 dBm på SSB. I läge CW har jag lagt till en 5 dB dämpare via ett litet relä så att toppeffekten ut är exakt lika på CW och SSB. Detta ger också exakt samma PEP-indikering på 1 kW nivån efter PA-steget.

I en annan radio FT1000MKV Field som nu används för KV minns jag att kvalitetsskillnaden mellan signalen från transverterutgången och 100 W ut på antennen var mycket stor. Så FT1000 med stora PA på kortvåg är ingen höjdare precis.

Jag tror det är ytterst få av oss som överhuvudtaget laborerat med sånt här och med hjälp av mätinstrument försökt finna de mest optimala inställningarna.

Sen att SSB-signalen blir lite bredare +/- 5-10 kHz pga IM-olinjäritet är kanske i sig inget större problem i praktiken. Värre är när splattret är bredbandigt, starkt och inte faller av med frekvensen och täcker +/-25-50 kHz eller mer som två amatörer ett par mil härifrån lyckas producera. Samma med bredbandigt brus som är oberoende av om sändaren moduleras eller ej. Räcker med att PTTn trycks in så brusar det. Ett otyg minst sagt!
 

SM0AOM

Well-Known Member
Det var väl tvåtonsmätningar då. En annan mätmetod jag använt från tid till annan är max peak hold på spektrumanalysatorn och med BW 300 Hz och Span 20 kHz. Intensiv modulering med SSB under 5-10 minuter eller tills kurvan inte byggs på mer. Det blir ju ett worst case där även högspänningsaggregatets förmåga att hålla spänningen någorlunda konstant kommer in i bilden men som nog visar lite sämre värden än en ren tvåtonsmätning.
SM5BML et al mätte på båda sätten, med tvåtonsutstyrning och med talmodulering.

1658989829625.png

Varje sätt att mäta har sina för- och nackdelar.

Tvåtonsutstyrning har fördelen att vara lätt att åstadkomma och ger resultat som är direkt reproducerbara och jämförbara. Nackdelen är att de dynamiska egenskaperna hos sändarna inte testas.

Vi som sysslar med systemdesign där modemsignalering ingår använder gärna brusutstyrning. Moderna vågformer liknar brus, och de dynamiska egenskaperna testas i lite högre grad.

Talmodulering liknar amatörradiodriftfallen och är ännu lättare att åstadkomma. Dynamiska egenskaper som ALC-modulering testas fullt ut.
Det är däremot svårare att reproducera och få jämförbara resultat.

Det är ganska trist att medvetenheten om sådana här saker är så liten hos dagens radioamatörer. Dagens stickproppsamatör har ingen aning om hur det utsända spektrat ser ut, och bryr sig inte heller.

Inte heller finns det några kvalificerade skribenter till QTC vilka skriver om sådana här saker, och sannolikt finns inte heller någon större vilja hos redaktören att ta in sådant material även om det skulle finnas.
"Den redaktionella linjen" hos QTC återspeglar högst troligt läsekretsens (brist på) intressen.

"Det var bättre förr" när kvalificerade experter på sändardesign skrev i tidningen på reguljär basis.
 

SM0AOM

Well-Known Member
Signalen för transverterutgången i FT1000MP tas ut väldigt tidigt i signalkedjan så ALC är inte inblandad alls där. Utnivån på 28 MHz är i min radio -10 dB på CW och -15 dB på SSB.
Man kan dra vissa slutsatser om det allra största brusavståndet som går att åstadkomma.

Vid transverterutgången finns en signalnivå av -10 dBm och en termisk brusnivå av -174 dBm/Hz. Den går inte att komma under.
Räknar vi med en ganska realistisk brusfaktor hos ingångssteget hos transvertern på 10 dB så blir densiteten -164 dBm/Hz.

Säg att observationsbandbredden är 3 kHz, då har vi -129 dBm. Sedan förstärks signalen 70 dB innan den når sändarutgången och då är den bredbandiga bruseffekten -59 dBm, vilket är -119 dB under sändaruteffekten.

Detta gäller så länge inga ytterligare brustillskott nära centerfrekvensen finns, t.ex. från förstärkarsteg tidigare i signalvägen.

Om vi ansluter till tidigare resonemang, och antar att vi på något "magiskt sätt" har åstadkommit en 144 MHz mottagare med en tvåsignalselektivitet på 150 dB, vilket faktiskt krävs med "QRO-grannar", så kommer sidbandsbruset även från en mycket bra sändare i närheten att ha begränsat systemdynamiken.
 
Last edited:

SM7EQL

Kortvågs- och UKV-tekniker
Ett utdraget AAAAA är nog ganska snällt. Med Peak Hold metoden ser man att ett kontinuerligt ljudande som AAAAAAA EEEEEEEE ÖÖÖÖÖÖ osv väldigt snabbt ger en stabil kurva som inte byggs på mer medan vanligt tal tar längre tid att bygga men också ger högre totalvärden. T ex ger ett uttalat D med skånsk dialekt en tydlig transient i början liksom läspande S kan vara besvärligt med sitt högfrekventa spektruminnehåll och orsaka mer splatter än andra skånska läten. :)

Starka splattertransienter som förekommer sällan är mindre störande än svaga transienter med hög repetitionsfrekvens. Så olika mätmetoder ger olika resultat men har väl sina för- och nackdelar.

I FT1000 utan processor så behövs knappt något mikrofonpådrag innan enstaka splattertransienter uppstår. Så skulle man vara strikt och begränsa pådraget efter de enstaka topparna så hade medeleffekten i 100 W läget troligen inte blivit mer än någon enstaka Watt. Med processorns som begränsare skärs de värsta transienterna av och det går att dra på ganska mycket innan splatter märks. Det ger en betydligt högre medeleffekt och uppfattbarhet.

Så skall man jämföra med och utan processor så bör man kalibrera mätuppställningen efter den allra högsta toppen/transienten som orsakar splatter. Man hör ibland mikrofonprovande radioamatörer på banden, där skillnaden mellan processor och utan processor inte är särskilt stor. Det blir så i de fall man redan har överstyrt modulatorn med för mycket mic gain utan processor och sen slår till processorn.
 

SM0AOM

Well-Known Member
Du har just beskrivit dilemmat mellan distorsion, erforderlig bandbredd och uppfattbarhet som finns i all "talprocessing". Den professionella radiovärlden har funderat över detta sedan slutet av 40-talet, och litteraturen är fylld med "lärda utläggningar".

I synnerhet det arbete som gjordes i början av 50-talet hos USAF, Collins och University of Montana räknas som banbrytande, och finns återgivet i förarbetena till ARINC 559-standarden samt i första upplagan av "Single Sideband Principles and Circuits".
 

SM7EQL

Kortvågs- och UKV-tekniker
Ja det finns många aspekter på detta. Standarder och mätmetoder bör utformas så att en mätning kan återupprepas av annan personal på ett annat labb med annan mätutrustning men ge samma resultat. Då krävs metoder och instrument som är stabila och låter sig kalibreras. Därmed inte sagt att metoderna är representativa för normala driftfall i verkligheten.

Kruxet med SSB och telefoni i allmänhet är ju att våra röster är väldigt olika och varierar över hela spektrat från ljusa till mörka och mjuka till skrovliga. Dessutom är vissa röster mer symmetriska än andra. De som lider av mikrofonskräck eller pratar långt från mikrofonen kan vara 20-30 dB svagare än de som har mer sydländskt temperament. Kända problem som man brottas med inom studios för musik- och broadcasting i peak clippers och allehanda mångkanals equalizers och kompressorer. Allt för att öka den upplevda ljudvolymen och så att det blir jämt tryck i ljudet och "0 dB" dynamik.

Ljudbehandlingen i en typisk amatörradiotransceiver är i denna jämförelse ganska simpel även om modern signalbehandling i DSP etc nog gett bättre prestanda överlag än vad som var möjligt förr med den gamla analoga, diodklippers och OP-filter m m.

Jag gjorde en Max Peak Hold mätning på - 15 dBm 28 MHz signalen och sedan samma mätning på 1 kW 144 MHz. Med vitt brus i contestläget utstyrt till exakt 1 kW PEP är bandbredden @-60 dB lite drygt 8 kHz. Med SSB modulation erhölls 9 kHz men detta efter ca 10 minuters pratande med CQ-maskinen som används i contest. Mätresultatet på 144 MHz var det samma så tydligen är det signalen från FT1000MP som sätter gränserna här. Detta med de inställningar jag tidigare funnit ge minsta splatter och bra läsbarhet. De första 30 dB går nästan spikrakt ner sen breder rasslet ut sig som en kjol.

Ökar jag kompressionen till det läget jag ibland använder när motstationerna hör dåligt så blev bandbredden @-60 dB hela 16 kHz och om man maxar både mic gain och kompressor ca 25 kHz. Det är väl så många kör med sina riggar i testerna på KV kan jag tro...

Med mic gain och comp på noll men PTT aktiverad så ligger brusnivån på lite drygt -90 dB relativt 1 kW bara några kHz +/- centerfrekvensen. Motsvarande mätning på 28 MHz signalen visade -95 dBm. Vid SSB-modulation med contestinställningarna ökar brusnivån till -70 dB +/- ca 10 kHz på 144 MHz och långsamt avtagande.

Kanske dags att pensionera FT1000MP och bygga en egen CW/SSB exciter?
 

SM0AOM

Well-Known Member
Intressant.

En -60 dB bandbredd av 8 kHz motsvarar en undertryckning av första grannkanalerna runt 45 eller 50 dB vilket är extremt bra för system byggda runt amatörradiomateriel.

ISB-sändare strävar efter undertryckningar på minst 50 dB. vilket kräver
RF-motkoppling och andra former av linjärisering.

Man ser ofta på spektrumplottar från contestare och DX-jägare på HF att de har -40 dB bandbredder av 20 kHz eller mera.

Det går att konstatera att utvecklingen på flera sätt har gått bakåt inom amatörradion, och att det krävs ett nytänkande både hos användare och apparattillverkare för att vända utvecklingen.

Att få plastradiotillverkarna att ta till sig tankar som "plåtradiofolket" känt till i decennier verkar svårt, och utan medvetna konsumenter torde det vara omöjligt. Återstår för riktiga radioamatörer att designa och bygga sina egna spektralt rena sändare med tillämpande av principen "sändare = bakvänd mottagare", vilket ingenjörer som SM5BSZ, SM5QA(SK) och SM5HP har talat om sedan urminnes tider.

Det finns en "verktygslåda" inom SDR-tekniken som gör genereringen av extremt rena signaler möjlig, om man bara gör analogdelarna på ett genomtänkt sätt.

När offertsvaret för VHF-excitern till EISCAT-3D utarbetades av SM3BYA och mig 2019 kom vi fram till att ett brusavstånd av minst -160 dBc/Hz vid 100 mW och 100 kHz avstånd var realistiskt, fast då med "ganska dyra" DAC-kretsar samt GaAs-lågbrusteknik i resten av signalvägen.

Det är dock ett stycke kvar till de minst -180 dBc/Hz som kan krävas.

Skulle uppskatta att en spektral renhet i Bengts system av runt -150 dBc/Hz vid 100 kHz går att uppnå med en "skräddarsydd" exciter på 144 MHz utförd som enkelsuper med SSB-generering på 5 eller 9 MHz och sedan uppblandning via VXO-styrd eller kavitetsavstämd frekvensgenerering samt högnivåblandare. En förbättring av nära 30 dB jämfört med de c:a -120 dBc/Hz som är i dag.

Ett närmare studium av Ulrich Rohdes samlade verk om frekvensgenerering rekommenderas.

Rejält med selektivitet efter samt lågbrusiga motkopplade InGaP-förstärkare till 1 W-nivån.

Talprocessing sker med en VOGAD samt RF-klipper innan det sista sidbandsfiltret. Kanske även en equalizer för att anpassa LF-passbandet.
 

SM7EQL

Kortvågs- och UKV-tekniker
Jo det var faktiskt QA som ledde in mig på det spåret att sändare skulle byggas som omvända mottagare med låg systembrusfaktor och stor dynamik.

Gäller ju också för audioförstärkare. Har man en brusig pre-amp till mikrofonen är det redan kört så att säga.

Den uppmätta prestandan gäller dock bara när jag har lägre compressorpådrag än jag egentligen skulle vilja ha.

Nivån är en kompromiss som inte stör för mycket men samtidigt ger tillräcklig läsbarhet i de flesta fallen.

I en NAC kanske en handfull stationer har svårt att höra och om jag då skruvar upp compressorn så blir läsbarheten motsvarande några dB mer effekt högre vilket är mycket vid svagsignalkommunikation.

Följer man manualen för FT1000 låter det skit rent ut sagt. Möjligen skulle en extern VOGAD och bättre peak klippning kunna förbättra det hela en aning.

Huvudproblemet tycks vara att taltransienterna inte begränsas och det är ju de som sätter taket i hela kedjan. Intressanta problem att fundera över!
 

SM0AOM

Well-Known Member
Kunskapen om detta finns här och var, men är föga spridd utanför "plåtradioanvändarnas" skara och de riktiga radioamatörernas.

En som noterat samma sak som Bengt om FT1000MP är OZ2OE,
han noterar detta på sin hemsida:

1659008309792.png
Han har funnit att det sitter en dämpare i MF-kedjan på FT1000 som kraftigt försämrar brusegenskaperna när den används för nivåreglering av transverterutgången. 10 dB nivåreglering leder till en försämring av brusavståndet från -115 dBc/Hz till -105 dBc/Hz. Detta kan förklara moduleringen av bredbandsbruset när talnivån ändras eller ALC börjar arbeta.

Kunskapen om det här med bredbandsbrus i SSB-sändare har varit känd länge, SM5BSZ skrev om saken redan på 60-talet, och när jag började med SSB-sändare yrkesmässigt blev jag introducerad i ämnet av Bengt Dagås (SK) i Grimeton.

Sedan dök frågan upp under min fartygsradiotid, där den dansktillverkade excitern till ST1680 hade ganska dåliga duplex-egenskaper, till skillnad mot den svenskbyggda som satt i ST1610 vilket ledde till att SM5QA och K-G Nygren på SRT fick ta fram en modifieringssats så att den gick att använda för duplex även på mindre fartyg.

Själv hade jag inte bekymrat mig så mycket om saken, eftersom samlokalisering av sändare och mottagare var relativt sällsynt i de landstationer för marinradio och flygradio som jag ansvarade för.
I samband med ett konsultuppdrag för Swedtel fick jag dock räkna på frågan en del, eftersom "nedsättning" mellan sändare och mottagare förekom som del i specifikationen. Samma sak när UD Radio och Televerket delade stationsplatser på en del ställen.

Pratade då med QA och HP om saken, samt med en av de tilltänkta leverantörerna Rockwell-Collins i USA. Där kom jag i kontakt med Rod Blocksome K0DAS som vid denna tid var sektionschef inom sändardesign, och jag fick en bunt papper med nivåplaner och designprinciper som de använde när samlokalisering förekom.

När jag några år senare besökte Cedar Rapids för att delta i Factory Acceptance Test av de PA-steg som hade köpts, var en av kontrollpunkterna att mäta upp hela kedjan med avseende på brusavstånd och intermodulation, och verifiera att PA-steget inte försämrade brusavståndet även vid neddragen effekt.

Amatörradion har mycket att lära av sina professionella bröder...
 

SM7EQL

Kortvågs- och UKV-tekniker
Mätte på transverterutgången -15 dBm enligt OZ2OE mätmetod och fick nedanstående resultat:

3kc_brus.jpg

Signalen från transverterutgången -15 dBm hissades upp till 0 dBm med en klass A mätförstärkare med bra head room. Därefter skruvades mic gain ner till nära noll så att spektrumanalysatorns ref nivå kunde ändras till -20 dBm. Nivån för bredbandsbruset blir då -90 dBm nära centerfrekvensen och några dB lägre längre bort i frekvens. Om PTT släpps så visar analysatorn lite drygt -100 dB grundbrus. Utan Max Peak Hold blir Average några dB lägre.

OZ2OE skriver också att han fick bättre prestanda i transverterporten än i antennporten där slutsteg och ALC m m ingår i kedjan. Det stämmer väl överens med min mätning.

Så det står helt klart att om man använder den normala högeffektutgången på sin radio och skruvar ner effektkontrollen (RF-Power) till den lägre effekt som transvertern behöver så har man gjort allt för att maximera det oönskade bredbandsbruset. Huuu!
 
Top