1 kW PA-steg för 144 MHz

[SM0AOM]

Man har alltid glädje av att styra ut den balanserade modulatorn med en så jämn medelnivå hos audiosignalen som möjligt, och dessutom kan man ju också snygga till frekvenskurvan med lite pre-emfas.

Klippsteget kommer att generera mycket IM, vid 20 dB klippning så ligger IM3-produkterna runt 10 dB ner från signalen före klippning, men det andra filtret kommer att reducera dem till obetydlighet.


Denna snart 50 år gamla QTC-sida visar detta.

RF-klippning före ett sidbandsfilter med bra prestanda
resulterar endast i inombandsdistorsion, vilket örat är ganska tolerant mot, och vid svaga signaler hörs den inte alls.

Sedan dränks IM3 och IM5 + högre ordningens sidband ändå genom den ändliga grannkanalundertryckningen i resten av sändaren.

Konstruktören av en sådan här sändare måste gå en ganska ömtålig balansgång, där valen står mellan termiskt brus-begränsat signal/brus-förhållande vilket blir bättre med högre nivåer, och IM-sidbandsundertryckning vilka blir bättre med lägre nivåer.

Sedan kommer sidbandsbruset hos den sista LO:n in. Har man en väldigt bra grannkanalundertryckning i signalgenereringen vill man inte gärna försämra den i onödan genom att driva blandare och förstärkare in i olinjäritet. Ett rimligt mål skulle kunna vara 50-55 dB i den första och 60 dB i den andra grannkanalen med 100% tal- eller brusutstyrning. Detta är runt 30 dB bättre än de allra flesta "plastradio".

Bredbandigt sidbandsbrus får angripas genom att använda en genomtänkt nivåplan, där nivåerna och stegförstärkningarna är valda "med smak" så att nyttosignalen får största möjliga marginal mot det förstärkta termiska bruset. Sedan hjälper givetvis selektivitet också, men det är svårt att ordna med smala filter på 144 MHz.

Ska försöka hitta den uppsats i ämnet som W0IYH skrev för den lärobok i SSB-teknik som Collins gav ut i början av 90-talet. Där diskuterades just detta problem.

Sedan behöver man väl rent allmänt göra rimlighetsbedömningar.

Om vi antar att nyttosignalen hos en grannamatör skulle komma att ligga 140 dB över den termiska brusnivån, medan hans mottagare "storknar" redan vid 100 eller 110 dB, blir den verkliga vinsten ganska illusorisk. När man "specar" samlokalisering av frekvensrörliga transceivrar inom samma band på t.ex. örlogsfartyg, så brukar "ribban läggas" vid ungefär 85-90 dB, för där går gränsen där sändare och mottagare blir ungefär lika bra.

Dock tycker jag att Bengt bör sikta på 130 dB i en SSB-bandbredd vid 100 kHz avstånd.
Det blir inte lätt, och kommer att kräva extremt lågbrusiga oscillatorer, men tillfredställelsen att ha en sändare som är minst 20-30 dB bättre än alla mottagare i omlopp är väl värt en del.

SDR:er är mäktiga väldigt stora brusavstånd och IM-undertryckning,
men de DUC:ar som krävs blir dyra, c:a 200 USD/st i 100-tal.





-165 dBc/Hz vid en uteffekt av +13 dBm motsvarar ett brusavstånd av drygt 135 dB i 3 kHz.
Dock blir kraven på systemklockornas fasbrus extrema.

IM-prestanda är också bra, IM3-avstånd på mellan 85 och 95 dBc går att åstadkomma, och det klarar ingen analog SSB-generering av.



Data kommer från den DUC som övervägdes för EISCAT 3D-excitern, och SM5HP, SM3BYA och jag hade mycket
diskussioner om hur det föreslagna designkonceptet skulle optimeras.
När excitersignalen (100 mW) hade förstärkts till 6 kW skulle fortfarande IM3 vara -50 dB eller bättre.

Ett "tufft krav"...

 

[SM7EQL]

Jag mätte även +/- 100 kHz på 5 MHz filtret.



Dipparna vid marker 1 och 2 ligger lägligt till för att dämpa lite av splatter alldeles utanför passbandet. Dämpningen vid ca +/- 100 kHz ligger i häradet 73 dBc och efter klipper och filter 2 kanske ytterligare 10 dB nära passbandet och mer längre bort i frekvens där resterna av IM från klippern försvunnit och bara det bredbandiga bruset återstår. Om nu inte klippern i sig orsakar nytt bredbandigt brus. Det lär visa sig...

 

[SM0AOM]

Ett sådant SSB-filter kommer att göra de klipper-generade IM-produkterna ohörbara.
Grovt räknat blir IM3 -80 dB och IM5 -90 dB vilket är långt under nivåerna som de ofrånkomliga olinjäriteterna "nedströms" skapar.

Sedan kan ett klippsteg endast skapa brus inom SSB-filtrets passband så något ytterligare bredbandigt brus kan inte uppstå. Sidbandsbrusegenskaperna kommer helt att avgöras av "gain distribution", oscillatorbruset och av hur mycket selektivitet som kan åstadkommas på utfrekvensen.

 

[SM7EQL]

On Topic igen....

Beskrivning av ingångskretsarna i 1 kW 144 MHz PA-steg


Driveffekten ca 75 W matas in på katoden via en anpassningskrets bestående av två vridkondensatorer och en justerbar spole. Rörets ingångsimpedans är lågimpediv i häradet 40-60 ohm beroende på vilken effektnivå som väljs och en del andra saker som har med den mekaniska uppbyggnaden att göra. Utöver rörets interna egenkapacitanser finns strökapacitanser och en viss påverkan från glöddrosslarna DR2A oc B i schemat.

Anpassningen kan göras på många olika sätt som alla har sina fördelar och nackdelar både elektriskt och mekaniskt. Jag provade några vanliga kopplingar som andra beskrivit. Några fungerade medan andra inte alls gick att justera till låg SVF sett från drivsändaren. Nu skall sägas att anpassningen inte är särskilt kritisk och om SVF mäter 1,5:1 eller kanske ännu sämre så fungerar det säkert bra ändå.

Jag bestämde mig för att utöver de två vridkondensatorerna göra även induktansen variabel. Detta för att lättare kunna justera in kretsen till SVF 1:1. Når man dit och det fortfarande finns lite justermarginal kvar på rattarna så är det bra. Ungefär som när man stämmer av ett Pi-filter i en KV-sändares eller ATU så vill man inte gärna hamna i ett ändläge - även om det nu skulle vara den optimala inställningen för max uteffekt eller bästa SVF.



Innan man tar fram verktygen kan det löna sig att "lösa" alla mekaniska problem och klura ut hur allt skall monteras och kopplas ihop. Jag skissade ihop några olika lösningar. Bilden ovan visar den nedre delen av kaviteten vars totala mått är 250 x 250 x 1000 mm. Röret GS35B är monterat på en 10 mm Al-platta 250 x 250 mm med ett försänkt hål där gallerringen på röret passar. En kraftig klämring försedd med fyra insexskruvar fixerar röret mekaniskt och säkerställer god elektrisk och termisk kontakt. Runt om röret är borrat 16 st 15 mm hål för att kylluften från fläkten skall ledas från det nedre utrymmet som står under övertryck upp genom skorstenen av PTFE som tvingar luften att passera genom anodkylflänsen.

På så sätt kyls alla rörets delar från glöd- och katodanslutningar, gallerringen, rörets keramiska kropp och anoden mycket effektivt. Det är samma principer som de flesta rörtillverkare rekommenderar.

Så ser det ut sett från katodsidan. I första kopplingen hade jag en anslutningspanel längst till höger med några polskruvar för glödspänningen. I den slutliga konstruktionen där glödtransformatorn monterades inne i kavitetens katodutrymme tillsammans med elektroniken för mjukstart byttes panelen till en täckplåt. I övrigt bara några mindre justeringar av komponentplaceringen.

Bilden ovan visar också de båda vridkondensatorerna och den variabla spolen i form av två stycken 3 mm mässingsrör som kortsluts med en fjäderbelastad löpare som är monterad isolerad på en väl infettad kuggstång som drivs av en axel med ett litet kugghjul. Efter att ingångskretsen justerats in i skarpt driftlägen med 1 kW ut från PA-steget mättes induktansen till lite drygt 60 nH vilket innebar att kuggstången stod nära ett ändläge. En liten fast spole monterades i serie för att kuggstången skulle kunna backas tillbaka en aning och hamna mitt i inställningsområdet.

Nu i detta skede när allt fungerar och komponentvärdena kan mätas upp så skulle det naturligtvis gå att ersätta kuggstångsmekaniken och mässingsrören med en fast grov 63 nH spole.



Här står kaviteten på golvet. De tre axlarna som sticker ut i den nedre delen är C1 C2 och L2 i skisserna ovan. I toppen har kaviteten förstärkts med en ram av 10 mm Al-plattor där kondensatorerna för anodavstämning (Tune) och utkoppling till antennen (Load) är monterade. Inne i kaviteten är förutom röret halvvågsresonatorn monterad. Högspänning 2,8 kV matas in på den vita isolatorn som sitter på en fyrkantig plåt som skydd för avkopplingskondensatorn som är isolerad med PTFE-skivor. Mer om allt detta vid ett annan tillfälle.

Tillbaka till ingångskretsarna och katodutrymmet.


Här har glödströmstransformatorn kommit på plats med likriktarbrygga och en elektrolytkondensator för filtrering. Glöden 12 V / 3 A körs alltså på DC och matas via en mjukstart som under 60 sekunder drar upp spänningen från noll till 12 V. Tidskonstanten är vald så att resistansen i glödtråden hinner anpassa sig till strömmen. Därmed ökar också strömmen mjukt från 0 till 3 A under upprampningen 60 sekunder. Kanske inte nödvändigt men om något knäcker en glödtråd i ett stort rör så är det startströmmen särskilt i det fall en överdimensionerad transformator med låg inre resistans används. Ett seriemotstånd och relä eller en noga dimensionerad transformator skulle säkert räcka.

Plåtboxen med genomföringskondensatorerna inhyser elektroniken till mjukstarten.

Den skarpsynte kanske noterat att det hänger ett 56 ohm motstånd i parallell med en kondensator på 10 pF på katodringen (står på tejpbiten) . Det är de värden som representerar rörets ingångsimpedans i driftläget med spänningar anslutna och full uteffekt. Med komponenterna anslutna till jordringen så kan man mäta och justera in ingångskretsarna till SVF 1:1 utan att ha glöd- och anodspänning inkopplade. Det är ett personsäkert sätt att laborera i apparater med höga spänningar och samma princip kan tillämpas på anodsidan när Tune och Load skall justeras in första gången. Man ansluter en Nätverksanalysator eller motsvarande MiniVNA och justerar SVF till 1:1. Sen är PA-steget i princip färdigavstämt och fungerar direkt. Man får känna lite på Tune och Load för att förvissa sig om att de står rätt så klart. Det finns ofta några tiondels dB eller så att hämta hem beroende på hur noga man har varit med uppkopplingarna.


Mjukstarten som byggts in i plåtburken består i all sin enkelhet av en LM338 5 A spänningsregulator och en BC557 för att öka utspänningen till 12 V under 60 sekunder. Potentiometern på 1 k är monterad på frontpanelen med de fem visarinstrumenten och medger finjustering av glödspänningen relativt röranslutningarna med hänsyn tagen till serieresistansen och spänningsfallet i glödrosslarna. Det fasta 150 ohm motståndet i kombination med 1 k potentiometern ger ett lagom justerområde och i det fall potentiometern skulle bli defekt så ökar glödspänningen inte mer än att röret överlever.

Schemat visar även en koppling med en 78L09 spänningsstab som används för att expandera skalan på visarinstrumenten och justerad så att nominell glödspänning 12,6 V visas som 40 på en skala med 50 delstreck. Varje delstreck representerar 100 mV.

Då glödtransformator och spänningsregulatorn är monterad i katodutrymmet ser fläkten till att temperaturen hålls låg vilket är bra för all elektronik.

 

[SM0AOM]

Det är mycket man behöver tänka på när en 144 MHz-sändare med överlägsna prestanda ska utföras.

Nivåplaner blir mycket kritiska när optimala värden på både IM och brusgolv ska erhållas, och
dessutom är kraven motstridiga. Högt SNR kräver höga signalnivåer, medan låg IM gynnas av mindre signalnivåer.



Här syns en nivåplan för en sändare som nog blir så bra som överhuvudtaget går att göra.
Brusgolvet är -162 dBc/Hz refererat till ingången, och IM3 undertryckning skulle bli -50 dB ner från en ton vid 2-tonsutstyrning till
1 kW PEP. Detta skulle motsvara en undertryckning av första grannkanalerna av mer än 65 dB vid talutstyrning.

Detta motsvarar en bandbredd vid -60 dB punkterna av i häraden 8 kHz.

Brusavståndet vid samma utstyrning skulle överskrida 125 dBc i 3 kHz bandbredd, förutsatt att lokaloscillatorn inte försämrar sidbandsbruset.
En uppskattning är att ett sidbandsbrus av -170 dBc/Hz skulle krävas för att inte försämra prestanda vid 100 kHz avstånd.
Sådant är ytterst vanskligt att åstadkomma, de dyraste signalgeneratorerna ligger på runt -155 dBc/Hz.



Tar man i beaktande att knappast några mottagare i amatörhänder är mycket bättre än -140 dBc/Hz eller -105 dB i 3 kHz, blir
den praktiska tillämpningen av en sådan anordning lätt begränsad.

 

[SM7EQL]

Tack för input. Det där är minsann tuffa krav och även om man i praktiken knappast når hela vägen dit så är det bra att ha en målspecifikation att sikta mot. Med så höga prestandakrav kommer också andra saker in i bilden som t ex spänningsmatningen från switchade nätdelar eller brusande spänningsstabilisatorer som orsakar oönskade sidband och andra problem. Hörs ibland på banden.

Men om det fåtal sändare som i dagsläget står för huvuddelen av störningsproblemen kunde plockas bort så hade radiomiljön blivit enormt mycket bättre i ett enda slag. På 144 MHz här i min region är det bara några stycken radiobusar som borde få sändningsförbud. Några med kraftigt splatter +/- 25-50 kHz och en filur med bredbandigt brus över hela bandet.

Bredbandigt brus är betydligt mer allvarligt än "normalt" splatter t ex +/- 5-10 kHz som det stora flertalet plastradioapparater med eller utan PA-steg faktiskt genererar när antennerna står emot varandra och signalstyrkorna är höga. Det finns som HFI skrev dock relativt gott om plats på 144 MHz och om alla splattrar lite runt sin frekvens så blir det i viss mån också självreglerande. Att medvetet skapa lagom mycket splatter hjälper också till att hålla sin egen frekvens ren så de andra som också splattrar inte kommer för nära och stör.

Så om man lyckas få till en extremt ren och smal sändare som i målspecifikationen ovan så är det defakto mest negativt för en själv. I contest gäller ju som bekant djungelns lag, att ha vassa armbågar och visa minimal hänsyn till andra. Ödmjuka försiktiga som frågar om frekvensen är ledig stup i ett kommer sannerligen inte långt i tävlingarna och hamnar inte i resultatlistorna.

De flesta som kör hög effekt med stora antenner är runners och ligger i regel kvar på "sin egen" frekvens " under hela testen och ropar CQ Test. En andra mottagare kan användas för att plocka multiplar och fler stationer under tiden. Gäller såväl för 144 MHz som KV

De med låg effekt och små antenner får inte många svar om de enbart ropar CQ. Knappt lönt att ödsla tid på sånt faktiskt. Det lönar sig betydligt bättre att sakta veva över bandet och metodiskt plocka station efter station, vrida antennen ett snäpp och veva ett varv till. På 144 MHz finns vissa riktningar som ger fler förbindelser än andra vilket har att göra med hur många som är aktiva i en viss region. De med stora antenner och flera fasta antenner i olika riktningar hör minsta lilla pip men andra med små antenner hör inte stationer med låg effekt och små antenner. Särskilt inte om antennerna pekar åt olika håll. Särskilt inte om de har superstarka lokala störningar på en eller två S-enheter som effektivt maskerar de allra flesta svaga signalerna.

Hur som helst, jag skall nog skissa vidare på en ny högpresterande exciter för 144 MHz. Det finns ett långsiktigt mål här att hela radiostationen skall vara egenbyggd så plastradioapparaterna kan ställas undan. Själva radiokörningen som sådan har med åren blivit allt mer oviktig för mig när allt kommer omkring. Jag konstruerar och bygger mest för att det är kul och lärorikt, inte för att grejorna behövs. Nej, i sådana fall är det ju bara att köpa vad som behövs som de flesta andra gör. Fattigt tycker jag.

 

[SM0AOM]

Det är ett lovvärt initiativ att göra en station med så höga prestanda som möjligt för att utnyttja spektrumresurserna optimalt.
Dessutom är det en del av den tradition som amatörradio åtminstone tidigare uppehöll, att ständigt sträva efter
att förbättra både metoder och materiel. Detta ("self-training and technical investigations") är dessutom en av de uttalade motiveringarna för amatörradions existens.

Man slås av hur mycket det tekniska klimatet inom amatörradion förändras sedan 60 och 70-talen, där auktoriteter inom området skrev om både praktiska och teoretiska aspekter på sändare och mottagare, och saken diskuterades ofta. HP/QA/BML:s artikelserie om VHF-apparaters prestanda var ett tecken på medvetenheten.

Idag skrivs det i princip ingenting i QTC om sådana här frågor, sannolikt därför att stickproppsamatörerna rent allmänt saknar den förståelse som behövs för att ta till sig komplexa sammanhang, och de bryr sig inte heller. Jag undrar lite i mitt stilla sinne hur mycket av det lilla tekniska innehåll som finns i QTC som verkligen blir läst och förstått.

Det finns f.n. c:a 12000 radioamatörer i SM, och det vore intressant att få en uppfattning om hur stor fraktion som har en "susing" om begrepp som t.ex. "sidbandsbrus","interceptpunkt" eller "intermodulation". 0,1 %, 1 % eller 5 %? Sedan undrar man även om "återväxten".

Vad händer när de få som kan något inom ämnet fallit för åldersstrecket? Blir det bara "plastradioanvändare" som kör FT8 kvar,
och i så fall hur länge?

 

[SM7EQL]

Det har nog också med att göra att avståndet i prestanda mellan enkla hembyggen och fabriksbyggd amatörradioutrustning ökat och nu ökar i en allt snabbare takt. När jag började som C-amatör 1969 var mina kunskaper tämligen låga. Ohms och Joules lagar kunde jag plus att jag hade ett visst hum om hur saker fungerade i stort men då mer förklarat på ett populärt sätt än tekniskt korrekt på professorsnivå med ändlösa formler och ekvationer. Ändå var det möjligt att utan kunskaper helt själv bygga en kristallstyrd två-rörs sändare för 80 och 40 m vilket i princip alla nykomlingar i tonårsåldern klarade av på den tiden. Lite hjälp fick vi ibland när något krånglade men jag tror att vi lyckades av den enkla anledningen att vi då inte kände till hur svårt allting egentligen var. Ju mer man lärt sig under åren ju mer tydligt har det blivit att allt egentligen är svårt och ibland omöjligt. Ytterst få har de kunskaper som krävs om allt skall optimeras till den teoretiskt möjliga gränsen. Ju bättre instrument man skaffar sig ju sämre är de byggen man pillat ihop - trots att de fungerar bra i praktiken - när man inte kände till dess spurioser och defekter.

Vid tiden fanns gott om fabriksbyggda sändare som t ec Viking Johnson och Heathkit både som byggsatser och färdigbyggda. Utbudet av surplus var också stort. Många WWII-sändare och mottagare hade usla prestanda men fungerade ändå bra och gav många kontakter i loggen. Jämför man prestandan mellan min enkla C-sändare och en motsvarande kristallstyrd från Heathkit så är den inte så himla stor. Ingen av motstationerna kunde höra skillnad på tonen mellan hembyggen och köpeapparater. Same same but different. Min kristallstyrda sändare med T9X-ton lät ju då precis lika bra som dagens hypermoderna plastradioapparater och det gjorde många av dåtidens apparater. Drake T4XC chirpade en aning men det gjorde inte min sändare. Sommerkamp när den kom hade de värsta nyckelknäpparna som registrerats. Kikar man på schemor från den tiden så är det i pricip samma enkla grundkopplingar som går igen. Så vi som byggde och använde våra enkla lågpresterande hembyggen fick ändå jättemycket valuta för pengarna och arbetet med drillborr och 100 W lödkolv.

Men idag har köpeapparaterna blivit så bra och komplexa att det är en ytterst liten klick av oss som förstår hur de fungerar på komponentnivå. Ännu färre kan göra något om höljet skruvas av. Det krävs massor av erfarenhet av elektronikutveckling och tillgång till mätinstrument om nu något skall förbättras risken att göra apparaten sämre är stor. Ytmonterade komponenter som kräver ännu mer verktyg och kanske stereomikroskop.

Så en del av detta är nog förklaringen till att hobbyn ändrat karaktär från experimentellt bygga själv med lödkolv på komponentnivå till att köpa färdigt och bli en användare och allt mer renodlad radiooperatör som merparten defakto är idag. Utvecklingen lär fortsätta i samma riktning vare sig vi vill eller ej. Fler färdiga moduler som kan dockas ihop och anslutas till datorn och som sakta gör operatören överflödig eller näst intill. Inte heller behövs några direkta kunskaper om elektronik, lika lite som det behövs kunskaper om motorer för att köra bilen eller kunskaper om innehållet i TV-apparaten för att se såpor och serier. Ur led är tiden.

 

[SM0AOM]

Kanske lite inspiration för en exciter med höga prestanda kan sökas här:

https://www.qsl.net/ok1cdj/dubus/8502-1.pdf

 

[SM7EQL]

Jag har byggt VFOn enligt artikeln men för en annan frekvens i en KV-mottagare. Den blev mycket stabil efter en del trixande med temperaturkompenseringen, NP0 och N150 i rätta proportioner. Intressant att 1985 års konstruktioner står sig när det gäller spektral renhet och fasbrus.

Ja om man rensar bort 70 cm delen och stuvar om lite i schemat så blir det ju en ganska slim och rakt fram konstruktion. CF300 och P8002 var populära en kort period. Finns väl nåt modernare nu med samma eller bättre egenskaper kan jag tro. Med 21,4 MHz filter blir det enklare att få till spegelfrekvensdämpningen. Men med löst kopplade Helix-filter på LO-frekvensen borde man med nöd klara MF 5 MHz.

 

[SM0AOM]

Säg att du behöver en spegelfrekvensundertryckning av minst 80 dB på 134 eller 154 MHz.

Då räcker ett 4-de ordningens helixfilter på 144 MHz långt.


Filtret får c:a 3 dB inskjutsdämpning.

Det kan dock vara klokt att sätta ytterligare ett 2-poligt filter före drivsteget så att brusbandbredden minskar lite.


Här ser man vad man kunde göra för dryga 35 år sedan. Det är lite svårt att se varifrån brustillskotten nära
bärvågen kommer ifrån, men man kan sannolikt förbättra värdena med 10 dB med dagens komponenter.

 

[SM7EQL]

Just så, sen tillkommer några dB dämpning från anodresonatorn i PA-steget samt ett litet bidrag från antennen om vi skall vara petiga. 80 dB eller mer kan säkerligen realiseras med ett relativt kompakt helix-filer. Som sagt, projektideér saknas inte.

 

[SA5AKL]

Intressant!

Blev lite nyfiken och hittade lite data på en aningen nyare generator, SMA100B med B711 option.



Förutom högt Q och rena spänningar och starka signaler, finns det några andra tricks man kan göra för att pressa fasbruset?

 

[SM7EQL]

Jo en SMA100B med options skulle passa fint här också. Kostar en slant så vi får vänta tills de kommer ut som "skrot" om några år. Den som oscillator till en CW-exciter följd av ett cosinus nycklingssteg och drivsteg med låg brusfaktor och ett bra PA-steg så har man nog något av det bästa som kan realiseras.

Jag labbade ett tag nu i eftermiddag med att jämföra fasbruset från olika signalgeneratorer. Vid första provet visade alla exakt samma resultat beroende på att spektrumanalysatorns eget fasbrus satte ribban.



Byggde ihop ett notchfilter med två kristaller på 83,93 MHz. Notchdjup ca 25-30 dB beroende på last. RL är inte bra nog om man skall koppla fritt med div kabellängder utan paddar. Kan förbättras men ville bara testa principen att förbättra mätdynamiken nu när spektrumanalysatorn inte är bra nog.



Marker 1 är mätfrekvensen som signalgeneratorerna sen ställdes in på, i detta fall 83,938 MHz. Marker 2 är -10 kHz och marker 3 -20 kHz relativt notchfrekvensen. Marker 4 betyder inget.... Insertion loss är ca 0,7 dB på båda mätfrekvenserna. Det går att göra ett motsvarande filter för 144 MHz med en eller två 7:e övertonskristaller så man kan mäta på 1 kW nivån via en 60 dB utkopplare eller så.

Spektrumanalysatorn Advantest R3272 kalibrerades för 0 dBm ref nivå och dBc/Hz med signalgeneratorerna på mätfrekvensen. Därefter kopplades notchfiltret in och Ref nivån ändrades till -30 dBm. Jag kompenserade inte för notchens insertion loss så mätresultaten får tas för vad de är. Men mätprincipen tycks fungera i alla fall.


Först en modern Siglent SSG3021-X som visade ca -114 dBc/Hz på 83 MHz. Manualen lovar bättre än -110 dBc/Hz @ 1 GHz och 20 kHz.


Sedan en gammal HP8656A med okänd kalibreringsstatus. Manualen säger -115 dBc/Hz eller bättre @ 20 kHz.


Och till sist den äldsta signalgeneratorn HP8640B som visade -129 dBc/Hz @ 20 kHz.

Brusgolvet i mätuppställningen utan mätobjekt anslutna ligger kring motsvarande -135 dBc/Hz, en minimal marginal men dock. Vi får ta siffervärdena med en nypa salt men det är i alla fall tydligt att de olika generatorerna skiljer sig åt. HP8640B är känd för att vara en mycket ren generator, still going strong. De brusiga kurvorna kan naturligtvis jämnas till med lägre videobandbredd och averaging men det påverkar inte beräkningen av dBc/Hz som instrumentet gör.

Den moderna Siglent SSG3021-X verkar begränsas av bredbandsbrus möjligen från förstärkarstegen efter oscillatorn och som maskerar oscillatorbruset. Skall mäta lite mer på den senare.

 

[SM7EQL]

Jag gjorde mätningarna i läge 128-64 MHz (83 MHz). Men är det inte så att fasbruset minskar ca 6 dB för varje frekvensdelning från grundfrekvensen i kavitetsoscillatorn. KV-området, den höga delen, blir då två snäpp ner dvs 16-32 MHz och borde ge ca 12 dB. Manualen anger att lägsta noise floor är -140 dB detta för 230-550 MHz. Man kan väl anta att brusgolvet blir ännu lägre på riktigt låga frekvenser. Har inte studerat manualen i detalj. Bättre än 135 dBc/Hz @ 10 kHz låter fullt rimligt.Jag skall meka ihop en 5 MHz notch vid tillfälle och göra mer noggranna mätningar där.

Ser att värdena för fasbruset skiljer sig ca 1 dB beroende på hur 83 MHz notchfiltret kopplas in. Detta beroende på att ena porten har betydligt sämre anpassning än den andra. Dock samma koppling för de tre generatorerna.

 

[SM0AOM]

Förutom högt Q och rena spänningar och starka signaler, finns det några andra tricks man kan göra för att pressa fasbruset?

Egentligen inte.

Jag har på mitt samvete en konstruktion för en extremt ren faslåst LO i 450 MHz-området för en radioastronomisk mottagare, designad som en kavitetsavstämd (från en Siemens radiolänk) reflektionsoscillator med användning av en tidig HP mikrovågstransistor (HPA21 tror jag).

SM6ECR(SK) och jag byggde oscillatorn på ETA-verkstaden som projektarbete i Teknisk Elektronfysik 1981, och vi hade studerat Leesons oscillatorstabilitetsekvationer samt DJ2LR:s skrifter ingående. Där finner man att sidbandsbruset minskar med högre effekt i resonatorn, ökat Q hos resonatorn, lägre brusfaktor hos det aktiva elementet och lösare koppling mellan dels avstämningen, det aktiva elementet och resonatorn.

Detta är egentligen inget nytt, redan dr. Jiri Vackar hos det tjeckiska Tesla-bolaget hade ställt upp liknande villkor 1947 vid konstruktionen av den LC-oscillator som bär hans namn.

Vi angrep problemet genom att först bestämma svängningsvillkoret och utifrån detta göra kopplingsslingan så att rätt amplitud och fas hos reflektionskoefficienten fanns i transistorns inkopplingpunkt, och sedan m.h.a. S-parametrar räkna ut var transistorns arbetspunkt skulle läggas så att oscillatorn startade säkert. Sedan studerades hur finavstämningen med en varaktordiod skulle ordnas så att fång- och hållområden hos PLL-en blev acceptabla. Grovavstämningen ordnades med ett motordrivet servo "kannibaliserat" från en annan Siemens-länk,

Frisvängande fungerade det rätt bra, men när "loopen" slöts så blev det värre. Trots att en samplad fasdetektor av DJ2LR:s design användes var det svårt att helt få bort referenssidbanden. Brusegenskaperna hos den integrator och DC-förstärkare som användes som loop-filter var också sämre än väntat. Sammantaget blev inte den spektrala renheten så hög som vi hoppats på, men ändå nästan i klass med en "genomsnittlig" kristalloscillator. Det visade sig även att kraftaggregatens egenskaper blev kritiska när riktigt rena signaler skulle åstadkommas.

Efter detta har jag en djupt rotad respekt för alla som klarar av att göra riktigt rena synteser, och jag minns när jag "fick sitta vid de lärdes fötter" och få berättat av SM5QA(SK), SM5LUU och Folke Ottoson, alla vid Standard Radio, hur de hade tänkt när den extremt rena fractional-N syntesen (bättre än -145 dBc/Hz) i CR90/TD90 gjordes. Träffade även dr. Brakemeier hos Telefunken, som låg bakom syntesen i E1800, under 80-talet.

Det ligger oerhört mycket arbete bakom en bra syntes.

HP8640 blev "stilbildande" och sannolikt är det medelvärdesbildade sidbandsbruset något bättre än vad Bengt mätt upp.
SM5HP brukar ange detta till -135 dBc/Hz eller bättre vid 10 kHz offset när han gör mottagarmätningar.


Tyvärr lär det dröja innan SMA100B, som grovt räknat kostar 1/2 miljon med lite optioner, återfinns på surplusmarknaden eller i elektronikåtervinningen.

Man slås även av hur medvetenheten om sådana här sammanhang har ändrats (=minskat). Tidigare idag har jag läst igenom ett 10-tal årgångar av UKW-Berichte, DUBUS samt QST från 80 och 90-talen. Där skrevs det mycket om relaterade frågor, bl.a. av DJ7VY och DJ2LR.

UKW-Berichte finns inte kvar i sin ursprungliga form, och de som har kunskaper nog att skriva om sådana här saker är en alltmer glesnande skara. I QST och QTC lyser de artiklar som tidigare hade bäring på frågeställningen numera med sin frånvaro.
Om detta beror på brist på skribenter, läsare eller bådadera ligger utanför min bedömning.

 

[SM7EQL]

Byggde ihop ett 5 MHz notchfilter och gjorde några mätningar där också.

HP8640B på 5 MHz visar -142 dBc/Hz @ 20 kHz och -139 dBc/Hz @ 10 kHz

Siglent SSG3021-X -115 dBc/Hz @ 20 kHz och -115 dBc/Hz @ 10 kHz

Notchfiltret med en 5 MHz kristall dämpar 1 dB i passbandet vid 10 resp 20 kHz och lite drygt 40 dB på spärrfrekvensen. RL 15 dB och lika i båda portarna. Notch-bredd i dippen är ca 100 Hz.

 

[SM0AOM]

Värdena för HP8640B är ganska representativa, och generatorn bygger på en lite äldre konstruktionsfilosofi.
Moderna generatorer använder lågbrusteknik i hela kedjan tillsammans med väl valda nivåer.

Något som vore värt att studera närmare är en push-pull elektronrörsbestyckad oscillator med, säg,
300 mW uteffekt vilken har mekanisk grovavstämning och varaktorfinavstämning.



Om de värden av -150 till -155 dBc/Hz vid 100 kHz avstånd som nämnts för HP3200B stämmer,
är det ett intressant alternativ, primärt därför att IM-produkterna runt centerfrekvensen kommer att helt
dominera över sidbandsbruset vid mindre avstånd än c:a 20 kHz.





Genom att koppla varaktorer löst till den avstämda kretsen går det att ordna faslåsning eller annan frekvenslåsning.

 

[SM7EQL]

-150...155 är låga värden. Mätgränsen i nuvarande uppställning blir ca -147 dBc/Hz på 5 MHz när jag använder notchfiltret och testsignalen från signalgeneratorerna är 0 dBm. Spektrumanalysatorn är inte känslig nog och dynamiken kunde gott vara högre än den är. Det behövs en lågbrusig pre-amp till spektrumanalysatorn eller så får testsignalen ökas och kalibreras på t ex +20 dBm nivån. Bekvämt om man kan använda dBc/Hz funktionen i analysatorn direkt. Finns kanske andra mätmetoder?

Funderade på om man kunde använda HP8640B som LO och blanda ner sig till LF direkt och sen en lågbrusig pre-amp och in i ljudkortet i datorn till ett spektrumprogram där. Nyttosignalen och LO-signalen blir ju lätta att filtrera bort så att enbart LF-signalen återstår. Då blir fasbruset från HP8640B det som sätter gränsen.

 

[SM0AOM]

Det behövs en bättre LO än 8640B för att mäta riktigt låga nivåer.

Ett sätt som fungerar och som jag själv använt för att karaktärisera bra exciters i HF-området
är att använda en extern frekvensreferens, min bästa var R&S XSD med ett sidbandsbrus i häraden -165 dBc/Hz och 1 kHz avstånd vid 5 MHz, och sedan mata exciterns referensingång med denna. Sedan ställer man in den på 5,15 och 25 MHz alltså udda multiplar av 5 MHz, och matar en dubbelbalanserad blandare med signalerna från både excitern och referensen.

Eftersom blandaren fungerar lika bra på udda övertoner som på grundtonen, blandas sidbandsbrusspektrum ner till DC och uppåt.
Ett högpassfilter hindrar att DC-offseten påverkar spektrumanalysatorn, jag använde HP3580A eller HP3586 och ett RC-nät med brytfrekvens 10 Hz innan samt en lågbrusig pre-amp.

Man ser direkt sidbandsbrusets relativa nivå och spektrala fördelning, och anordningen kan kalibreras genom att sidställa excitern någon kHz och reglera ner utnivån med en stegdämpare och ta hänsyn till blandningsförlusten i blandaren. Det går att mäta ner till c:a -150 dBc/Hz på detta sätt, men en SRT CTD500 eller TD90 har c:a -125 dBc/Hz nära centerfrekvensen.

Motsvarande borde kunna åstadkommas även på 144 MHz, fast med en annan blandare som fasjämför mot en lågbrusig oscillator i VHF-området. En samplande fasdetektor eller "harmonic mixer" som drivs med korta pulser (ns) från en referensoscillator vilken är en submultipel av 144 MHz ger samma resultat. Svårigheten ligger i att handskas med de små amplituderna hos utsignalen vilka riskerar att maskeras av kretsbruset i detektorn.

Om en riktigt lågbrusig kristallreferens på 140 MHz kan åstadkommas, går det att först blanda ner till 4 MHz och sedan använda ett notch-filter på 4 MHz för att få bort bärvågen.

En annan oscillatorkonstruktion som kan vara värd att undersöka närmare är en adaption av K7HFD extremt lågbrusiga oscillator, vilken har dålig långtidsstabilitet men bra sidbandsbrus, bättre än -160 dBc/Hz vid 10 MHz.