1 kW PA-steg för 144 MHz

SM0AOM said:
Detta är ungefär så långt ner som man kan komma med blandningsoscillatorer med "rimliga priser" och som är variabla.
Click to expand...
Menar du här med variabla att man har variabel lokaloscillator och inte bara mottagning på en enda frekvens?

Så när du pratar "perfekt blandningsoscillator", syftar du då på att problemet ligger i att bygga en lokaloscillator som är tillräckligt lågbrusig samtidigt som den är variabel i frekvens?

Själva blandarens begränsningar gör sig väl mest kännbara med avseende på intermodulation från två eller fler störtoner. Hur denna egenskap står sig jämfört med en snabb, bredbandigt samplande, ADC är en annan intressant diskussion.
 
Last edited:
Det här är en frågeställning med flera bottnar.

Man kan inte åstadkomma mottagare med större tvåsignalselektivitet än den sidbandsbrusundertryckning som finns i de ingående oscillatorerna, oavsett den består av ett linjärt system eller utgörs av ett samplat system.

I det linjära fallet så blandas insignalen ner till en mellanfrekvens och då kommer oscillatorns brusgolv att transponeras ner till mellanfrekvensen. Så om oscillatorn har -140 dBc/Hz brusavstånd vid ett visst frekvensavstånd och mellanfrekvensen har en bandbredd av 1 kHz kommer man inte att kunna få bättre tvåsignalselektivitet än 110 dB, som dessutom försämras ju mindre frekvensavståndet mellan nyttosignalen och störsignalen är.

Ett samplat system kommer istället att uppträda i tidsdomänen, där samplingklockans brusgolv istället representeras som ett tidsjitter. En ideal eller "brusfri" samplingklocka ger inget tidsjitter, utan tvåsignalselektiviteten kommer att begränsas fundamentalt av ADC:ns dynamiska område.

Detta kan uttryckas på flera sätt, avståndet mellan den termiska+kvantiseringsbruströskeln och klippningsnivån med och utan processvinsten inräknad. För praktiskt realiserbara ADC:er i HF-området ligger denna dynamik på maximalt 120-130 dB inklusive processvinst, men är helt oberoende av frekvensavståndet mellan nyttosignal och störsignal.

Med en realiserbar samplingsklocka får man utöver denna bruströskel ett ytterligare tillskott som beror av vilket tidsjitter eller fasbrus som klockan har. En uppskattning är att mer vanlig SDR-materiel har ett ekvivalent sidbandsbrus av -150 dBc/Hz vilket kommer att bli dimensionerande.

Att kunna variera mottagnings- och sändningsfrekvenser leder alltid till försämrade sidbandsbrusprestanda jämfört med kristallstyrning, möjligen med undantag från rent digital signalbehandling.

En syntesoscillator vilken bygger på en faslåst loop har flera orsaker till att dess sidbandsbrus försämras;

- Utanför loop-bandbredden sidbandsbrus från oscillatorn bestående av både förstärkt termiskt brus och fasjitter från resonanskretsen samt brus från loop-filtret

- Innanför loop-bandbredden uppmultiplicerat brus från referensoscillatorn samt brus
från fasdetektorn

En VXO eller VCXO med litet reglerområde ger den bästa sidbandsbrusundertryckningen hos någon varierbar oscillator.

Blandarnas storsignalegenskaper är dels relaterade till tvåsignalselektivitet eller kompression, vilket sällan är dimensionerande, medan intermodulation eller tresignalselektivitet bestämmer dynamiken i de allra flesta fallen.

En ADC har ett helt annat uppträdande när den utsätts för många insignaler än
en konventionell blandare, och termer som "IP3" blir rätt meningslösa begrepp när
en SDR karaktäriseras. Det minst missvisande prestandamåttet för en ADC är "Noise Power Ratio", där grannkanalundertryckningen när ADC:n styrs ut till fullt utslag med bandbegränsat brus anges.
 
Samtliga moduler är klara och avprovade. Mätgränsen vid 0 dBm insignal till blandaren är ca -150 dBc/Hz och vid +10 dBm insignal -160 dBc/Hz. Det är lågt nog för att mäta på i princip alla realiserbara sändare.

Blockschemat för hela mätuppkopplingen ser ut så här;

a1.jpg
Kvar att bygga ihop är kristalloscillatorn för 136,250 MHz som behövs för att mäta på 144 MHz sändare och slutsteg.

Som lågbrusförstärkare efter notchfiltret används PGA-103+ som enligt databladet har ca 0,5 dB NF.
a2.jpg
Som nämnt tidigare så har PGA-103+ en stabilitetsfaktor under 1 och kan därför gå i självsvängning t ex om utgången eller ingången lämnas öppen. Problemet är vanligt på många MMIC med hög förstärkning. En enkel lösning som fungerar för det mesta är att lasta ner utgången. Man förlorar några dB men i detta fallet finns gott om förstärkning att ta av. 270 ohm över 6,8 uH i kombination med en 5 dB dämpare ger en fullständigt stabil funktion. För att nå upp till +27 dB totalförstärkning har en MAR-2 lagts till. Även denna har en dämpsats på utgången vilken kan justeras +/- några dB så att conversion gain för hela uppkopplingen från RF in till blandaren och ut från förstärkaren till mottagaren kan justeras till 20,0 dB med 7 dB conversion loss från blandare med notchfiltet inräknade.

System-NF hamnar i häradet strax under 8 dB och det finns god marginal för att NF inte skall försämras i mätmottagaren Winradio G33DDC. Dock räcker inte förstärkningen till om spektrumanalysatorn skall användas för mätning av objekt med mycket lågt fasbrus.

a3.jpg

Kvar att göra är att montera de olika modulerna på en bottenplåt i en 19" racklåda tillsammans med en +18 V nätdel. Det blir då ett komplett brusmätningsinstrument för två frekvenser, 28,240 resp 144,240 MHz.
 
De 8 dB brusfaktor refererat till ingången som systemet
har medger en mätgräns av -176 dBc/Hz vid 10 kHz avstånd och +10 dBm insignal.

Om det kommer att finnas sändare eller blandningsoscillatorer som ens kommer i närheten av detta blir en annan fråga.
 
1662284401869.png

Med denna uppställning så kan extremt lågbrusiga signalkällor undersökas.

En VXO-styrd 144 MHz-exciter, t.ex. modellerad efter IC-202, "Hohentwiel" eller DK2GR skulle nog kunna ge ner mot -160 eller -165 dBc/Hz på 10 kHz avstånd ifall man håller koll på brusbandbredderna i signalkedjan samt använder en kristall av hög kvalitet i VXO:n.

Jag har räknat lite på vad en riktigt bra 144 MHz konverter före en E1800 skulle kunna ge i tvåsignalselektivitet.

Mottagaren i sig har ett brusavstånd av c:a -155 dBc/Hz eller drygt 125 dB i en SSB-bandbredd tillsammans med en brusfaktor av 9 dB, och det krävs en störsignal av +6 dBm vid 30 kHz avstånd för att försämra SINAD med 6 dB.

Antag att en brusfaktor av 4 dB vid 144 MHz skulle vara tolerabel, då skulle en tvåsignalselektivitet av c:a 130 dB i en SSB-bandbredd vara möjlig med en brusfri lokaloscillator.

1662296282943.png
IM3-begränsad dynamik blir värre, en tresignalselektivitet av runt 110 dB i SSB-bandbredd verkar realistiskt.

1662296838821.png
Då kan man jämföra med dyrare "plastradio", IC-9700 kan tas som exempel.

1662297981411.png

1662297104869.png
AB4OJ anger en tvåsignalselektivitet av runt 106 dB i 500 HZ bandbredd på 144 MHz motsvarande 100 dB i SSB-bandbredd, vilket är runt 30 dB sämre än vad en riktigt bra konverter framför E1800 skulle kunna åstadkomma.

1662297643109.png
Tresignalselektiviteten är dock lite bättre, vilken ligger runt 15 dB sämre än E1800.

Man kan säga att den som hade en oplacerad 1/4 miljon i slutet av 80-talet kunde ha gjort
en mycket bra 144 MHz-mottagare, som fortfarande står sig och skulle kunna samexistera med Bengts sändare.

Dock är den fortfarande bättre än någon plastradio,
så att prestanda skulle ha helt begränsats av det utsända spektrat från grannarnas plastradioapparater.

Tittar vi på sändarprestanda hos IC-9700 så ligger IM-begränsat medelvärdesbildat spektrum på en bandbredd av dryga 20 kHz vid -60 dB punkterna.

1662298452165.png

Brusgolvet vid 20 kHz avstånd ligger på -125 dBc/Hz, vilket är c:a 30-35 dB sämre än vad Bengts sändare skulle kunna erbjuda.

1662298731746.png
Alltså är det ganska bortkastat i dagens radiomiljö att skaffa sig materiel som är så här pass bra, helt enkelt därför att andras mindre bra grejor helt bestämmer prestanda.
Tyvärr är det ganska få radioamatörer, även bland den elit som frekventerar de "seriösa delarna", som förstår sådana här sammanhang.
 
Jo om sändaren enbart byggs för att användas är det bortkastad tid. Men som ett tekniskt experiment och en övning i mätmetoder för att se vad som kan åstadkommas med enkla metoder är det intressant. :)

På VeteranLjuddagens loppis i Hörby i lördags inhandlades en linjär 18 V nätdel för det facila priset av 20 kr som tillsammans med en 19" låda (pris 5 kr) från kontrollrummet å Hörby Rundradio passade perfekt för fasbrusmätanordningen.

a8.jpgAnordningen är byggd för att kunna mäta på 28,250 MHz transverter output från FT1000MP som jag f n använder till den hembyggda transvertern som driver 1 kW slutsteget. För mätning på 144 MHz efter transvertern och sedan efter PA-steget på 1 kW nivån så behöver LO-frekvensen ändras eller så kan en bättre signalgenerator användas som LO.

a9.jpg

I all sin enkelhet har modulerna monterats på några plåtar tillsammans med nätdelen i racklådan. Det gör det hela lite mer hanterbart när det skall mätas och när apparaturen skall ställas undan på instrumenthyllan mellan sessionerna.

SM0AOM said:
En VXO-styrd 144 MHz-exciter, t.ex. modellerad efter IC-202, "Hohentwiel" eller DK2GR skulle nog kunna ge ner mot -160 eller -165 dBc/Hz på 10 kHz avstånd ifall man håller koll på brusbandbredderna i signalkedjan samt använder en kristall av hög kvalitet i VXO:n.
Click to expand...

Jag har granskat schemat på LO-modulen till IC202. Bara ett fåtal komponenter så får väl bygga ihop en sådan för att mäta på hur den uppför sig med standardkristaller.
 
Man ska nog vara noga med vilka komponenter som man bygger in i
en sådan VXO. Kvaliteten på spolar, kondensatorer och till sist kristallen
kommer ha ett avgörande inflytande.
 
Nu har jag fått sändningsförbud. Visserligen har jag själv utfärdat det, men ändå.

28 MHz bärvåg i läge CW, -20 dBm ut från FT1000MP på transverterutgången ger med Winradio G33DDC som mätmottagare på 8 MHz MF följande mätvärden;

5 kHz -108 dBc/Hz
10 kHz -113 dBc/Hz
20 kHz -119 dBc/Hz
100 kHz -128 dBc/Hz

Att jämföra med;

Siglent 3021X -116 dBc/Hz @ 10 kHz
HP8640B nr 1 -142 dBc/Hz @ 10 kHz
HP8640B nr 2 -141 dBc/Hz @ 10 kHz
HP8640B nr 3 -124 dBc/Hz @ 10 kHz Hörs/syns 100 Hz brum på bärvågen.
HP8656A -110 dBc/Hz @ 10 kHz

Samma mätningar på 8 MHz MF med Advantest R3272 och den inbyggda dBc/Hz funktionen ger i snitt ca 1 dB högre värden.
 
Det är en "trist historia" att prestanda har gått bakåt när det gäller sådant som har med "samexistens" att göra.

Men plastradiotillverkarna tillverkar inte apparater som inte har någon efterfrågan, och genomsnittsamatören har inte heller tillräckliga kunskaper att kunna ställa krav på sådant.

De kravprofiler eller "TTEM" = "Teknisk Taktisk Ekonomisk Målsättning" som plastradiokonsumenter uppvisar är inte inriktade på radioprestanda, utan på "bling" som
många knappar och menyer.

Detta började försvinna redan på 90-talet när t.ex. QTC slutade publicera tekniska artiklar med lite djup, i stil med de som tidigare författades av SM5BSZ, SM5AGM och SM5BML m.fl. Tyvärr är återväxten av duktiga ingenjörer som både är goda skribenter och riktiga radioamatörer också närmast försumbar...

VHF-användarna som frekventerar de "seriösa delarna" kommer dessvärre att få fortsätta att dras med dåliga radioprestanda från sina grannamatörer under överskådlig tid.
 
Egentligen är det utmärkt bra att fabriksbyggd amatörradioutrustning i många fall är undermålig tekniskt sett. Det ger ökade möjligheter för oss få som är genuint intresserade av radioteknik, t ex av att förbättra befintliga apparater eller konstruera och bygga egen utrustning från scratch med bättre prestanda än det bästa som kan köpas för rimliga pengar.

Om köpeprodukterna redan hade varit optimala ur alla aspekter så skulle ju amatörradions absoluta kärnverksamhet, att ständigt förbättra och bygga ut sin radiostation och samtidigt förkovra sig vara svår, kanske omöjlig att bedriva. I alla fall för de allra flesta av oss inklusive de få extremt kompetenta radioingenjörerna. Komponenterna i teknikens absoluta framkant och som skulle behövas kanske inte ens hade gått att få tag på och utrangerade HP mätinstrument som kostade en förmögenhet förr i tiden kanske inte hade räckt till för att verifiera prestanda.

Det faktum att fabriksbyggd amatörradioutrustning i många fall är undermålig är dessutom ganska betydelselöst i praktiken eftersom knappt någon av dagens radiooperatörer är aktiva så det märks på banden. Det är i princip enbart under testerna som sändare med dåliga egenskaper anställer störningar och oreda. Å andra sidan är tester inte på något sätt någon av kärnverksamheterna. I alla fall inte för oss radioteknikintresserade. I princip skulle vi kunna hålla på med merparten av våra byggen och amatörradioexperiment framför mätinstrumenten på labbordet. Att fråga hur sändaren låter är ju meningslöst när det går att mäta upp prestandan exakt med instrumenten.

Det här med att "köra radio" är också ganska meningslöst set ur flera aspekter. Det är sedan över 100 år väl känt att ytterst låg effekt till en medioker antenn och en en-rörs återkopplad mottagare är allt som behövs för att få kontakt med alla länder på jordklotet. Om det inte finns någon som svarar i andra änden så kan vi ändå vara tämligen säkra på att våra signaler när hela vägen fram, via refleterande jonosfäriska skikt, in via antennen i Långtbortistan och in till mottagaren resonanskretsar. Om sedan ingen är hemma och lyssnar på sin mottagare så är det en annan sak. Men det räcker faktiskt med vetskapen att signalerna med största möjliga sannolikhet gränsande till visshet når fram menar jag. Är man oroligt lagd och tuggar på naglarna kan Reverse Beacon Network användas för att få bekräftelse.

Ju mer intresserad av det radiotekniska ju mindre behov finns att använda sin nybyggda utrustning utöver att kanske prova och utvärdera den efter avslutat arbete. De som är kroniskt ointresserade av det radiotekniska får nöja sig med att vara användare av sina köpta radioapparater för att prata om väder och allt annat än radio med andra likasinnade tappade själar, jaga diplom och delta i tävlingar.

Vi får försöka se positivt på allt det här. Aldrig har vi haft större möjligheter att mixtra och experimentera... :)
 
Bengt har rätt, som alltid.

Sett i "evighetens perspektiv" är amatörradio som företeelse något som passerat bäst-före-datum sedan länge och i det stora hela blivit ganska meningslöst.
Låt oss dock hoppas att myndigheterna inte inser detta under vår återstående livstid .

Min egen synvinkel kommer mer ur "systemkonstruktörens" perspektiv, där "bang-for-buck" eller "Teknisk Taktisk Ekonomisk Målsättning" får en central roll.

Här ställer man sig ständigt frågan "hur bra är tillräckligt bra?" och "vad är den svagaste länken i kedjan?".

Inget tvingar oss dock att faktiskt använda amatörbanden för varken sändning eller mottagning, så för radioamatörernas "radiotekniska experiment" skulle den gamla principen om "Artificial Aerial Licence" lika gärna kunna återuppväckas, där man var hänvisad till att alltid ansluta sändaren till en konstantenn.

Det konstlade och skapade behovet av "tester" är även det en ganska marginell företeelse sett i helheten och skulle enkelt kunna undvikas.
 
Last edited:
Jag har så smått börjat fundera på filterdelen till SSB generatorn och som kan komma till nytta i den nya 144 MHz excitern.

Två identiska moduler baserade på J310 och med NDK YF5000P kristallfilter har byggts ihop. In- och utgångar är försedda med BNC-kontakter och anpassade för 50 ohm för att göra det bekvämt att laborera och mäta.

Två kaskadkopplade kristallfilter möjliggör inkoppling av en RF-clipper mellan filtren. Filtren jag använt ingår i SSB-excitern till SRT STR430 500 W fartygsradio.

Två kaskadkopplade filter ger nedanstående kurvform och mätvärden.

a1.jpg
Mätgränsen i uppkopplingen var ca -100 dBc.
 
Med tanke på att SSB-generatorn ger LSB, och praxis på 144 MHz är USB, blir
det praktiskt att göra excitern som dubbelsuper, med en blandning
till först t.ex. 70 MHz och där använda ett smalt kristallfilter för att både
åstadkomma spegelfrekvensundertryckning och få ner brusbandbredden.

Sedan blandar man sig upp till utfrekvensen.

Gör man inte så, blir det nödvändigt att lägga sista blandningsfrekvensen över
utfrekvensen så att subtraktionsblandning från 149 MHz används, 149-5 = 144 MHz.

En exciter med så här mycket selektivitet kommer att få en linjär
sidbandsundertryckning vilken blir svår att mäta
 
Så var det tänkt så jag kan använda 5 MHz som bärvågsfrekvens och få bättre avstånd till spegelfrekvensen än vad en blandning ger med 149-5. Får se vad jag finner för kristallfilter. Smala filter på höga frekvenser är inte så vanliga. Det närmaste jag vet att jag har i lager är Toyocom 63,078 MHz som används i SRT SR430. Visserligen ett 15 kHz filter.
 
Last edited:
Eftersom man kan använda vilken mellanfrekvens som man vill är 63 MHz helt OK.

Frekvensplanen blir då:

1:a MF 5 MHz - "delta" eller LSB
Blandningsfrekvens 68,079 MHz c:a
2:a MF 63,078 +/- 7 kHz
Blandningsfrekvens 81,122 MHz +/- 100 kHz
Utfrekvens 144,200 MHz +/- 100 kHz

En 2:a MF-bandbredd av +/- 7 kHz är ganska lämplig, eftersom den begränsar
brusbandbredden i utsignalen till ett mindre värde än utan något filter alls.

Inom +/- 7 kHz från mittfrekvensen kommer IM-sidband att dominera över det förstärkta termiska bruset oavsett.
 
Last edited:
SM7EQL said:
Så var det tänkt så jag kan använda 5 MHz som bärvågsfrekvens och få bättre avstånd till spegelfrekvensen än vad en blandning ger med 149-5. Får se vad jag finner för kristallfilter. Smala filter på höga frekvenser är inte så vanliga. Det närmaste jag vet att jag har i lager är Toyocom 63,078 MHz som används i SRT SR430. Visserligen ett 15 kHz filter.
Click to expand...
Se där, jag fick tag på fyra sådana kristallfilter från en amatör i norrland, om jag minns rätt, som sålde på Tradera. Perfekt för att blanda upp/ner från både 144 och 432 utan att behöva jobba för mycket med spegelfrekvensdämpningen. Har sen byggt med en balanserad blandare av typ analogswitch och därefter sampling med en ADS127L01 vid ett par hundra kHz. Sånt pysslar jag med. Men svårt att få fart numera med två små barn...

Tack till er, AOM och EQL, för intressanta inlägg och svar.
 
Jag blir inte helt klok på arkitekturen hos systemet.

Var kommer den balanserade blandaren in i kedjan?

Sitter den efter kristallfiltret i mottagningsriktningen och blandar först ner till ett analogt MF-basband vilket sedan samplas med ADS127L01 som skapar ett digitalt basband f.v.b. till en DSP där det signalanpassade kanalfiltret realiseras?

Är det sedan realiserat åt motsatt håll i sändningsriktningen, med en DAC/DUC som genererar en analog MF-signal från ett samplat digitalt audiopassband där en DSP genererar SSB via Hilbert-transformen H(ω)=−jsgn(ω)

1662909459371.png

vilken sedan blandas upp till 63 MHz?
 

Attachments

  • 1662908870151.png
    1662908870151.png
    26,7 KB · Views: 6
Last edited:
Ja det stämmer för RX. Efter ADC:n en FPGA som decimerar till 96 ksps i I/Q, vilket för närvarande skickas ut på I2S till en Raspberry Pi för vidare demodulering.
I TX tar jag I/Q över I2S och i FPGA:n modulerar en digitalt genererad bärvåg vid 63 MHz som blir analog i en DAC, klockad i ~160 MSPS. Och sedan passera kristallfiltret så att man blir av med rester klockor och annat som blir jitter på DAC-signalen och därmed sidband till TX-signalen.
 
Jag är inte färdig så långt att jag har mätt prestanda ordentligt. Har problem med att en del signaler från det digitala slår igenom i det mottagna signalspektrumet. Mycket har jag blivit av med genom hårt arbete, men finns en del kvar och helt perfekt kan det aldrig bli. Det är dock helt klart användbart ändå. ADC:n i fråga har mycket stor dynamik i 24 bitar och tack vare att den är delta-sigma får jag inte problem med harmonisk distorsion, som annars är fallet med snabba ADC:er. Det stökar annars snabbt ner om man har starka signaler i det samplade frekvensområdet. Det begränsande för dynamik och storsignalsegenskaper inom kristallfilterbandbredden är så vitt jag ser beroende av digitalta toner och brus som stökar ner klockor och också letar sig in i den signal som samplas. Även inne i FPGA:n blir det jitter på klockor som är svårt att lokalisera och bli av med. Jag har mitt grundbrus i kanske -150dBFS/Hz, dvs ca 120 dB under mättad ADC i SSB/CW-bandbredd. Men om jag tar in en signal som är, säg 50 dB över brusgolvet så ser man att det börjar stökas ner vid sidorna. Se bild nedan för exempel.

Men tack vare kristallfilter i både RX och TX så behöver jag inte heller extremt bra fasbrus i den digitala klockan. Kristallfiltret börjar knäcka redan vid 7.5 kHz bort, så bruset vid, säg 20 kHz offset i TX, blir kraftigt dämpat.
Jag glömde förresten skriva att jag genererar LO:n för nedblandning från 63 MHz till 144 kHz med hjälp av FPGA:n och DAC:en också. Som omodulerad sändning bara.

1662917497590.png
 
You must log in or register to reply here.
Back
Top