13,8 V 20A Power supply till HF transceiver
- Thread starter SM5DRY
- Start date
SM5AKU
Janne i Vingåker
GLD,
Först, tack för dina inlägg här, i flera sammanhang. Har lärt mig en del av dem.
Ja, behövs det ett 12V-agg till så får det allt bli linjärt.
I huvudsak av två anledningar. Den första är avsaknaden av switchbrus. Det finns kanske agg som är tysta av sig, såväl på KV som uppåt i fq, men då kostar det anförmodligen mer än 450:-, kanske mycket mer.
Det andra är att det linjära, med en trafo märkt 400 VA, går att belasta väsentligt hårdare än märkdata vid för oss normala driftsituationer, dvs mest lyssna och sända nån gång ibland. Det tror jag inte att PC-agget vill vara med om. Eller?
Som exempel på det sistnämnda så är trafon i mitt högspänningagg till 2m-slutsteget märkt 425 VA och jag tar glatt ut över 800 W DC-kräm ur det, utan att trafon kroknar eller blir märkvärdigt varm. Dessutom finns där en bleedereffekt på c:a 100 W som håller trafon lite lagom jummen.
Kanske en tredje anledning är, att PC-agg har så dårlig komposantkvalité att det knasar inom inte alltför avlägsen framtid. De innehåller många fler komponenter än "ett simpelt" linjärt agg, alltså fler saker som kan trassla. De är dessutom helt enkelt inte tillverkade för att hålla mer än ett fåtal år, max. Undantag finns säkert, t.ex. agg till driftkritiska servrar o slikt, och även där stack priset i höjden.
Nåväl, bor man nu som många gör idag, med en alldeles hemsk brusmatta, så faller en del av argumentationen ovan. Man märker ingen stor skillnad även om PC-agget höjer nivån nån S-enhet. Bor man tyst och bra till så vill man inte ha minsta brustjafs från nätdelen.
Först, tack för dina inlägg här, i flera sammanhang. Har lärt mig en del av dem.
Ja, behövs det ett 12V-agg till så får det allt bli linjärt.
I huvudsak av två anledningar. Den första är avsaknaden av switchbrus. Det finns kanske agg som är tysta av sig, såväl på KV som uppåt i fq, men då kostar det anförmodligen mer än 450:-, kanske mycket mer.
Det andra är att det linjära, med en trafo märkt 400 VA, går att belasta väsentligt hårdare än märkdata vid för oss normala driftsituationer, dvs mest lyssna och sända nån gång ibland. Det tror jag inte att PC-agget vill vara med om. Eller?
Som exempel på det sistnämnda så är trafon i mitt högspänningagg till 2m-slutsteget märkt 425 VA och jag tar glatt ut över 800 W DC-kräm ur det, utan att trafon kroknar eller blir märkvärdigt varm. Dessutom finns där en bleedereffekt på c:a 100 W som håller trafon lite lagom jummen.
Kanske en tredje anledning är, att PC-agg har så dårlig komposantkvalité att det knasar inom inte alltför avlägsen framtid. De innehåller många fler komponenter än "ett simpelt" linjärt agg, alltså fler saker som kan trassla. De är dessutom helt enkelt inte tillverkade för att hålla mer än ett fåtal år, max. Undantag finns säkert, t.ex. agg till driftkritiska servrar o slikt, och även där stack priset i höjden.
Nåväl, bor man nu som många gör idag, med en alldeles hemsk brusmatta, så faller en del av argumentationen ovan. Man märker ingen stor skillnad även om PC-agget höjer nivån nån S-enhet. Bor man tyst och bra till så vill man inte ha minsta brustjafs från nätdelen.
SM0GLD
Vänsterhänt
OK, då får vi simulera vad det innebär.
För att kunna upprätthålla 14V ut vid 20A belastning behöver jag en transformator som som ger 15V i ripple-dalarna.
Alltså endast en volt spänningsfall över transistorn vilket resulterar i 20W förlusteffekt.
Vid 800W måste jag höja spänningen från transformatorn så mycket att den då vid 400W ger 6V spänningsfall vilket resulterar i 120W förlusteffekt. Detta med MosFet som passelement. Med bipolärtransistorer blir det mycket mer förlust.
Så kan man inte konstruera om man vill hålla förlusterna nere, att höja spänningen 5V straffar sig.
Jag pratar inte om att minska förlusterna för att spara pengar, det handlar om att kunna transportera bort all värmen.
SM0GLD
Vänsterhänt
En ny variant på temat.
Här har jag tagit bort PNP-transistorn och låtit OP-ampen driva MosFeten direkt.
Startkretsen som håller fast gaten vid tillslag är borttagen och startsekvensen kontrolleras nu av en TL431 och U3 som låter referensspänningen sakta stiga upp under ca 200ms.
Vi får även i denna version kontroll på den illasinnade transientströmmen som annars så lätt knäcker MosFeten.
Startströmmen (brun kurva) och utspänningen (grön kurva) får ett väl kontrollerat beteende.
Här har jag tagit bort PNP-transistorn och låtit OP-ampen driva MosFeten direkt.
Startkretsen som håller fast gaten vid tillslag är borttagen och startsekvensen kontrolleras nu av en TL431 och U3 som låter referensspänningen sakta stiga upp under ca 200ms.
Vi får även i denna version kontroll på den illasinnade transientströmmen som annars så lätt knäcker MosFeten.
Startströmmen (brun kurva) och utspänningen (grön kurva) får ett väl kontrollerat beteende.
SM0GLD
Vänsterhänt
Vi måste nu ta reda på om regulatorn är stabil.
Detta gör vi genom att mäta upp "Gain and Phase margin"
Jag har nu lagt till drosseln L1 och kondensatorn C3 och kopplat in en signalkälla VG1.
Dessa komponenter är bara till för att kunna utföra simuleringen.
Genom att nu införa en signalkälla rakt in i reglerloopen och svepa frekvensen kan vi få reda på hur det står till med förstärkning och fasläge.
Genom att leta upp frekvensen där förstärkningen är = 0db och samtidigt kontrollera fasmarginalen får man en bra fingervisning om denna regulator har några förutsättningar att vara stabil under varierande lastförhållanden.
Gainet är = 0db vid 9kHz, detta är då vår loopbandbredd och fasmarginalen är där endast 2,3 grader. (2,3 grader från 360 grader är nära nog en oscillator)
Denna regulator kommer sannolikt vara instabil då vi gärna ser en fasmarginal på mer än 45 grader.
Detta gör vi genom att mäta upp "Gain and Phase margin"
Jag har nu lagt till drosseln L1 och kondensatorn C3 och kopplat in en signalkälla VG1.
Dessa komponenter är bara till för att kunna utföra simuleringen.
Genom att nu införa en signalkälla rakt in i reglerloopen och svepa frekvensen kan vi få reda på hur det står till med förstärkning och fasläge.
Genom att leta upp frekvensen där förstärkningen är = 0db och samtidigt kontrollera fasmarginalen får man en bra fingervisning om denna regulator har några förutsättningar att vara stabil under varierande lastförhållanden.
Gainet är = 0db vid 9kHz, detta är då vår loopbandbredd och fasmarginalen är där endast 2,3 grader. (2,3 grader från 360 grader är nära nog en oscillator)
Denna regulator kommer sannolikt vara instabil då vi gärna ser en fasmarginal på mer än 45 grader.
Last edited:
SM0GLD
Vänsterhänt
Vid tillslag är utgångskondingen C2 urladdad och op-ampen försöker dra upp gaten snabbare än vi kan ladda upp C2. Spänningen kan då bli lite väl hög för gaten.
Jag har mätt på några transientförlopp som ser ut att kunna ge lite väl höga Vgs.
Bara en säkerhetsåtgärd.
SM0GLD
Vänsterhänt
Nu har jag infört några kompensationskondensatorer, C5 och C6, i loopen och vi får då ett mycket bättre resultat.
Loopbandbredden blev nu 4kHz och fasmarginalen 95 grader.
Vi kan nog med säkerhet säga att reglerloopen nu är stabil.
Ett sista test är att kolla gainmarginalen.
Vi letar då upp punkten där fasen går genom noll och kollar hur mycket gain vi har kvar i loopen.
Här kan vi nu se att gainet är -27dB, det ska då mycket till för att få denna loop att självsvänga. -15dB är tillräckligt bra.
Räcker 4kHz i loopbandbredd eller behöver vi högre bandbredd för att kunna reglera utspänningen vid SSB-belastning?
Allt går att justera och optimera. Vi kan t.ex. välja en snabbare op-amp och därefter justera kompensationskondingarna för att optimera loopbandbredden och stabiliteten.
Det man inte får glömma när man konstruerar en linjärregulator eller vilken återkopplad loop som helst är att ta reda på Gain och Phase marginalen.
Loopbandbredden blev nu 4kHz och fasmarginalen 95 grader.
Vi kan nog med säkerhet säga att reglerloopen nu är stabil.
Ett sista test är att kolla gainmarginalen.
Vi letar då upp punkten där fasen går genom noll och kollar hur mycket gain vi har kvar i loopen.
Här kan vi nu se att gainet är -27dB, det ska då mycket till för att få denna loop att självsvänga. -15dB är tillräckligt bra.
Räcker 4kHz i loopbandbredd eller behöver vi högre bandbredd för att kunna reglera utspänningen vid SSB-belastning?
Allt går att justera och optimera. Vi kan t.ex. välja en snabbare op-amp och därefter justera kompensationskondingarna för att optimera loopbandbredden och stabiliteten.
Det man inte får glömma när man konstruerar en linjärregulator eller vilken återkopplad loop som helst är att ta reda på Gain och Phase marginalen.
Last edited:
SM0GLD
Vänsterhänt
Här kommer nu en version där det mesta är med hoppas jag.
Jag har lagt till några funktioner:
Ett överströmsskydd med op-ampen U1 och U6 som nyper vid 30A och ger konstant ström.
En op-amp U2 som driver en voltmätare för strömvisning och parallellt en utgång till oscilloskopet (mätaren AM1 är bara till för simuleringen)
Rätt MosFet, IRFP4004, adderad som spice-modell för riktig simulering.
På utgången en CM-drossel för att förhindra rf bakvägen in i regulatorn.
Återstår att optimera op-ampar, lite avkopplingar här och där och kanske en och annan ferrit-pärla.
Jag har ändrat referensspänningen från 5V till 2,5V. Detta är en förberedelse för att kunna använda en hallgivare som strömsensor i stället för U1 och R10.
Hallgivaren har en inbyggd referens på 2,5V och då ersätter den även U4 TL431. Tyvärr kan jag inte simulera detta, det finns ingen spice-modell.
Kanske förblir detta en "pappersprodukt" då jag faktiskt inte behöver någon linjär-regulator och dessutom är transformatorn onödigt dyr bara för att få prova konstruktionen.
Jag har lagt till några funktioner:
Ett överströmsskydd med op-ampen U1 och U6 som nyper vid 30A och ger konstant ström.
En op-amp U2 som driver en voltmätare för strömvisning och parallellt en utgång till oscilloskopet (mätaren AM1 är bara till för simuleringen)
Rätt MosFet, IRFP4004, adderad som spice-modell för riktig simulering.
På utgången en CM-drossel för att förhindra rf bakvägen in i regulatorn.
Återstår att optimera op-ampar, lite avkopplingar här och där och kanske en och annan ferrit-pärla.
Jag har ändrat referensspänningen från 5V till 2,5V. Detta är en förberedelse för att kunna använda en hallgivare som strömsensor i stället för U1 och R10.
Hallgivaren har en inbyggd referens på 2,5V och då ersätter den även U4 TL431. Tyvärr kan jag inte simulera detta, det finns ingen spice-modell.
Kanske förblir detta en "pappersprodukt" då jag faktiskt inte behöver någon linjär-regulator och dessutom är transformatorn onödigt dyr bara för att få prova konstruktionen.
SM5DRY
Well-Known Member
Jag behöver ju ett power supply och jag har ju trafo och en del andra grejor så jag skulle kunna prova kopplingen när jag får det lite lugnare i sommar. Men jag kanske skulle vilja skala ned den lite och ta bort en del finesser så att jag mäktar med detta. Fast en crowbar koppling behövs ju. Är inte så van att bygga med op-ampar.
SM0GLD
Vänsterhänt
Du får väl bygga en "light" version
Här har jag tagit bort allt lull-lull.
Glöm inte säkring på ingången.
Regulatorn kräver endast 14,3V minimum i rippeldalarna över C1 för att kunna reglera till 14V på utgången vid 25A.
Jag skulle utgå från en 15VAC trafo och sedan linda på några extra varv om det behövs.
Last edited:
SM0GLD
Vänsterhänt
Lytar med minus mot transformatorn.
SM3ZBB
Grumpy ol´man
Men Micke, ett symboliskt fel. Är det för att du är vänsterhänt?...
Är U3 en zener, och var tog U2 vägen?
Skämt åsido, det här var en kul tråd tack vare dig.
SM0GLD
Vänsterhänt
Mitt simuleringsprogram kallar alla IC för U och TL431 är faktiskt en IC.
Byter man ut någon komponent måste man manuellt numrera om allt och det blir många komponentbyten när man simulerar fram en koppling.
Även symbolen för kondensator är lite dum då det inte finns någon polariserad variant.
......så är det att vara vänsterhänt
SM0GLD
Vänsterhänt
Jag måste väl ha något att skylla på och -ZBB hittade ju ett fel.
Kan det va så
Måste passa på att påpeka att ett inrusningsskydd bör införas på transformatorns primärsida.
Det går ju lite ström när 50000uF ska laddas upp.