Komponentfattig "rörsändare"

[SA7ELF]

Du kan mäta upp bara en transformator genom att avsluta den högimpediva sidan i transformatorn till en s k "minimum loss pad" som består av minst två motstånd. VNA ansluts till ett 50 ohm motstånd som belastning och från innerledaren ansluter du sedan 3000 ohm (2 st 1500 i serie) till den ena ledningen på den högimpediva sidan av transformatorn och den andra ledningen till gemensam jord. På så sätt ser transformatorn 3000 ohm (3016 ohm) resistivt. Sen kopplar du in transformatorns 50 ohm port till VNA och mäter S21 som tidigare. Dämpningen i padden blir med dessa motståndsvärden ca 23,8 dB så den får du räkna bort från mätvärdet.

Den metoden verkar lovande. Det blir ju närmare verkligheten men jag tror inte jag fullt ut förstår kopplingen. Den lindning som är avsedd för 50 Ohms antennutgång ska jag ansluta direkt till ena porten på min VNA? Spelar det någon roll ifall det är S1 eller S2?

Och den andra avslutas med 5000 Ohm där sedan ena polen går till jord och den andra till S2 eller S1 med att 50 Ohms motstånd i serie med signalledaren?

 

[SM7EQL]

Jag gjorde en snabb skiss på mätuppkopplingen;



De två motstånden utgör en s k minimum loss pad som för 50 ohm - 5000 ohm ger en minsta möjliga dämpning av 26,04 dB med ett SVF på 1,004:1 med ideala komponenter.

För lägre impedansomsättningar använder man i regel tre motstånd i Pi-koppling men för så här höga impedanser och dämpvärden så blir det tredje motståndet på många megaohm och kan utelämnas.

Det finns några saker att tänka på. För att dämpningen skall bli de beräknade 26 dB krävs att du använder små motstånd med kortaste möjliga anslutningstrådar. Du kan använda vanliga motstånd på låga frekvenser. Det är också viktigt att koppla ihop de fyra jordpunkterna i schemat till en gemensam punkt med så korta ledningar som möjligt eller använda ett RF-mässigt styvt jordplan.

För mätningar som dessa brukar man använda en testjigg som består av ett referensjordplan, t ex en al-plåt stor som ett A4-papper. Plåten fungerar som ett styvt lågimpedivt jordplan med försumbar induktans och ger stabila repeterbara mätresultat. Så här kan en sådan testjigg se ut. Det är samma grundprincip som de flesta tillverkarna av ferriter m m använder i sina utvecklingslab för att karaktärisera sina produkter. https://dx.sm7eql.se/?p=226

Dämpningen 26 dB är ganska hög och det betyder att strökapacitanser på den högohmiga sidan inkl de som finns i din transformator spelar in liksom det finns en liten kapacitans i motståndet som gör att resistansen för RF minskar en aning med ökad frekvens. Beroende på typ och storlek på motstånden kan de 26 dB t ex bli 24 dB på 30 MHz, 20 dB på 50 MHz osv. Därför kan du komma lite närmare sanningen om du kopplar ihop två likadana minimum loss pads rygg mot rygg och mäter den faktiska dämpningen som du sen delar med två och använder för att ställa om referensnivån i din VNA så att mätkurvan visar dämpningen i din transformator. Grundkalibreringen av VNA gör du i 50 ohm som vanligt.

Nu är 5000 ohm en väldigt hög impedans att hantera men du kommer att få en indikering på dämpningen i alla fall. Enklare mätinstrument i kombination med en olycklig mätuppkoppling kan ibland visa att en transformator visar lite förstärkning och då vet man att något är fel med mätuppkopplingen eller mätprincipen.

Ett annat alternativ är att koppla upp två identiska transformatorer via en dämpare med ca 10 dB dämpning eller mer. Dämparen stabiliserar impedansen och isolerar de båda transformatorerna så att oönskad återverkan blir försumbar.



Standardvärdena 10 k resp 6,8 k ger 9,63 dB dämpning och SVF 1,007:1 samt IN/UT impedans 5033,113 ohm med ideala komponenter.

De små kapacitanserna i motstånden som nämndes i förra mätuppkopplingen spelar in även här. För låga frekvenser under si så där 10 MHz och om du använder små motstånd med korta ben och ett styvt jordplan blir mätfelen små.

Men lägg en stund på detta och se vad du kommer fram till.

 

[SM7MCD]

Det som du far efter är Standard Radio "FS-VFO" som ingick i CT450/Ra620.
Den levererade en styrsignal i intervallet 2-10 MHz och ungefär 10 W vilket utan svårighet
drev ut 2 st 813 till fulla telegrafidata, alltså c:a 450-500 W ut.

En AM-modulator ingick också.

När jag letade efter delar till min avstämmare i helgen, så "hittade" jag en FS-VFO. Är det någon som vill utöka sitt radioinnehav med en fantastiskt välbyggd rörsändare är det bara att komma att hämta. Ingen nätdel finns, men det finns en kristallkalibrator till sändaren som oxo följer med.

Kostnaden är bara din resa till Kalmar...

 

[SM7MCD]

När jag letade efter delar till min avstämmare i helgen, så "hittade" jag en FS-VFO. Är det någon som vill utöka sitt radioinnehav med en fantastiskt välbyggd rörsändare är det bara att komma att hämta. Ingen nätdel finns, men det finns en kristallkalibrator till sändaren som oxo följer med.

Kostnaden är bara din resa till Kalmar...

Nytt hem för en FS-VFO är bokat, vi ser redan fram att få höra lite kipp på CW-tonen.

 

[SM7FBJ]

Tacka vet jag tiden när "sovjetiska" ops beskrev sina riggar med antal rör.......då var allt homemade där.......var det bättre förr?

 

[SM6OID]

Hej!

Körde en station senast igår, "TX is two tube output 10 W = RX is BC-348 Q"
Varvid jag svarade; TX is GF-11 pwr 20 W, RX is BC-348 Q"

Jag bara frågar, hur ofta händer det (nu för tiden) att båda sidor har en BC-348 Q som mottagare??

Körde nyss en tysk stn på 40 m CW, jag är nog rädd för att min GF-11 bokstavligen höll på att driva honom till vansinne...
Kallstartad sändare med 89 som osc och 2x 837 P-P PA

 

[SM7FBJ]

Wow Morgan! Jag kör ofta med min 2 valve crystalcontrolled TX och min BC-348-R som RX...men sällan att "andra sidan" kör med något liknande...

 

[SM7EQL]

Körde nyss en tysk stn på 40 m CW, jag är nog rätt för att min GF-11 bokstavligen höll på att driva honom till vansinne...
Kallstartad sändare med 89 som osc och 2x 837 P-P PA

Ang att driva så var det ju mycket vanligt på 60-talet och en bit in på 70-talet. Man kunde ha sin breda mottagare parkerad på en frekvens på 7 MHz och plötsligt höra någon som sakta drev in i mottagarens MF-bandbredd och efter en stund ut på andra sidan med en allt högre pitch. Vi brukade säga -hoppsan, nu kom det visst en Geloso farande på väg till 14 MHz.

Annat som var vanligt förr var att någons sändare drev iväg sakta några kHz, 3-10 eller mer under sändningpasset, för att sedan när oscillatorn kallnat inför nästa sändningspass börja om på ursprungsfrekvensen igen - för att sedan driva iväg. Det gav god övning i att kunna förstå och hantera sin mottagare och man lärde sig verkligen tekniken att vrida på mottagarens frekvensratt snabbt fram och tillbaka över säg +/- 10 kHz för att fånga in någon frisvängare som inte låg rätt på "kanalen" eller bara hade en kristall i närheten av den frekvens man själv sände på.

 

[SM5OCI]

Nytt hem för en FS-VFO är bokat, vi ser redan fram att få höra lite kipp på CW-tonen.

Meh. För sent ute. Nåväl, jag har ändå inte plats för den och ingen nätdel heller. Men det var festligt att mitt minne av en gammal radio fick som fäljd att en sådan bytte ägare! Kanske, kanske det är samma burk?

 

[SM0AOM]

Vi brukade säga -hoppsan, nu kom det visst en Geloso farande på väg till 14 MHz.

Annat som var vanligt förr var att någons sändare drev iväg sakta några kHz, 3-10 eller mer under sändningpasset, för att sedan när oscillatorn kallnat inför nästa sändningspass börja om på ursprungsfrekvensen igen - för att sedan driva iväg.

"Geloso? Driver du med mig?"

 

[SM6VJE]

"Geloso? Driver du med mig?"

"Är jag på amatörbandet? I så fall, vilket?"

 

[SM4INV]

I min ungdom kallade vi Geloso för drivbänkar ...
/p-a

 

[SM0AOM]

"Är jag på amatörbandet? I så fall, vilket?"

"QRG?
Är jag på, eller i närheten av, något amatörband och i så fall, vilket?"

 

[SM6OID]

"QRG?
Är jag på, eller i närheten av, något amatörband och i så fall, vilket?"

Hej!

Nja... jo det har väl hänt i unga år när man experimenterade med sin förstbyggda sändare...
Råkade stämma av så PA gick som dubblare.
Fattade dock direkt att något vart knepigt och förstod därefter att viss rutin för hur PLATE och LOAD skall hanteras är viktigt.

 

[SM0BRF]

Eller som när jag 1962 ropade in på en ring på 2m med bla SM5AOL (mr ELFA) med min självsvängade TX och blåslampa som RX. "Ja vi har hört att det är någon som lyssnat och du driver".

 

[SM0AOM]

Det var lättare än man tror att oavsiktligt dubbla eller trippla i slutstegen på en
del sändare. De amatörer som byggde med Geloso pi-filter kunde råka ut för detta
om de använde för stor C1, men sådant var lyckligtvis ganska ovanligt.
Standard Radio CT5 kunde ganska enkelt stämmas av till dubbla drivfrekvensen genom att den hade ett pi-L filter med ett mycket stort frekvensområde. En ouppmärksam användare kunde ställa in drivkedjan på, säg, 4 MHz och sedan hamnade PA-steget på 8 MHz.

Genom att de främsta användarna av CT5, Flygvapnet och Telegrafverkets Krigstelegrafnät, vanligen använde bredbandiga antenner så märktes inte detta på reflekterad effekt från antennen, utan på att man inte fick kontakt med den avsedda motstationen.

Wilcox 96 som användes för kortvågstelegrafi i Vallda kunde stämmas av på parasitresonanser på både 3 och 5 gånger den tilltänkta arbetsfrekvensen,
och när detta hände på 18 och 22 MHz telegrafi eller Maritex frekvenserna
så kunde det bli "försämrad FM och TV-mottagning" i Kungsbacka-området.

"Så kan det gå..."

 

[SA7ELF]

Fick lite mer input igårkväll på den lokala klubben och har kommit fram till att jag nog i min sändare bör använda en luftlindad transformator. Jag har börjat fundera på hur jag på bästa och smidigaste sätt skapar en spole och blir fundersam på hur diametern påverkar. Ponera att man eftersträvar 100uH. Detta kan ju åstadkommas med antingen en långsmal eller en avsesvärt kortare men vidare spole. Vilket är att föredra?

 

[SM0AOM]

Uppenbarligen finns det minst en i Jönköpingsklubben som befinner sig
i den övre halvan av utvärderingen av den store Jim Williams (SK) "Analog IQ test",
vilken publicerades i Electronic Design News 1978.


Att en luftlindat kopplingsnät är att föredra i en sändare med elektrorör
är något som man lär sig tidigt, eftersom man då har kontroll över kretsförluster på ett
helt annat sätt jämfört med andra realiseringar.

Nu kan man fråga sig varför man skulle välja just 100 µH?

Analogkonstruktören lär sig tidigt att det finns något som heter "LC-produkt" och
"LC-förhållande". Dessa har en intim koppling till kopplade kretsar och impedanstransformatorers egenskaper, och är dessutom direkt kopplade till Q-värdet i en resonanskrets.

LC-produkten är ett sätt att uttrycka området för en resonanskrets komponentvärden
för att få en viss resonansfrekvens, och man får den genom att dela 25330 med frekvensen i kvadrat. LC-produkten för 3,5 MHz blir alltså 2068 [µH*pF]. Om man nu delar 2068 med 100 får man 20,68, vilket är beloppet av kretskapacitanserna i pF för att få resonans på 3,5 MHz.

Detta är opraktiskt lite av flera skäl. Det kanske viktigaste är att LC-förhållandet blir ogynnsamt, med mycket L och lite C, och då blir Q = Za/Xc lågt.
Lågt Q leder till vågformsdistorsion och dålig verkningsgrad hos en rörförstärkare.
Erfarenheten pekar på att praktiskt passande LC-förhållanden ligger runt 10, så 10 µH och 200 pF är ett bättre val i ett anpassningsnät.

Tyvärr är förståelsen för sådant ganska ojämnt fördelad i dag, har i min egen praktik
råkat på flera exemplar av "unge civ.ing. Spoling" som trots att kurser i "Elektriska nät" tentats av, har uppvisat ganska diffusa uppfattningar om saken.

Luftlindade induktansers egenskaper är rätt okritiska, men man ska helst undvika
långa och smala spolar. I Termans "Radio Engineering" finns det designregler för induktanser med högsta möjliga självresonansfrekvens och Q.
Man finner att optimum ligger vid en spollängd vilken är ungefär lika stor som diametern, och har mellan en halv och en tråddiameter mellan varven.

 

[SA7ELF]

Slutsatser dragna: Magnetiska material bör om möjligt undvikas till förmån för luftlindade kopplingsnät. Dessa kan göras i stort sett förlustfria ifall bägge sidor är i resonans vilket uppnås genom att stämma av bägge sidor mha variabel kapacitans paralellt med induktansen. VNA-mätningar kan i vissa fall vara svåra att åstadkomma när primär och sekundär-impedans skiljer sig mycket åt och även vara missvisande eller svårtolkade om man inte är insatt i vad som sker. En bra utgångspunkt för de fysiska dimensionerna av spolen är ungefär samma diameter som längden på spolen.

Någorlunda korrekt uppfattat?

En till sak jag klurar lite på... I en annan tråd jag skrivit i fick jag förklarat att parallellimpedansen bör ha ett belopp som överstiger 4 gånger kretsimpedansen. Om jag nu strävar efter ca 5k reflekterad impedans mot röret från antennens 50 Ohm, finns det i så fall en idé att eftersträva ca 20k i transformatorns primärsida? För 3,5 MHz innebär det ca 1mH vilket är fullt möjligt att uppnå, men finns det nackdelar eller fallgropar? Jag kan tänka mig att all tråd kan ge upphov till en inte helt försumbar kapacitans som möjligen skulle kunna ge resonansfenomen?

 

[SM0AOM]

För 3,5 MHz innebär det ca 1mH vilket är fullt möjligt att uppnå, men finns det nackdelar eller fallgropar? Jag kan tänka mig att all tråd kan ge upphov till en inte helt försumbar kapacitans som möjligen skulle kunna ge resonansfenomen?

Helt riktigt, och det är därför man strävar efter att göra ett anpassningsnät mellan hög och låg impedans som en eller flera avstämda kretsar. Då blir dels storlekarna på induktanser och kapacitanser hanterbara, och dessutom absorberas strökapacitanserna i avstämningskapacitansen. Dessutom får man energilagring och därmed en viss filterverkan i kretsen.

Bara fördelar, och detta uppnås genom en "bytesaffär" mellan bandbredd, verkningsgrad, undertryckning av falska frekvenser och komponentegenskaper.

I en avstämd parallellkrets så får man en parallellimpedans som blir grovt räknat = reaktanserna gånger Q-värdet i kvadrat. Säg att man valt reaktanserna till 500 ohm, och ett Q av 10. Då blir kretsens egen parallellimpedans vid resonans
= 500 *10^2 = 50000 ohm, vilken kan försummas jämförd med den övertransformerade lastimpedansen.

En realiserbar induktans består inte bara av induktans, utan även av parallellkapacitans och serieresistans.




Sammantaget modifierar detta förhållande uppträdandet hos komponenterna.


Den tidigare nämnda Terman har detta diagram i sin "Radio Engineering" från 1935: